「学术论文」一种混淆式高动态范围AGC算法与FPGA实现_暗记_旗子

基于吸收机的运用提出了一种稠浊式高动态范围AGC算法。
该算法由射频前馈与中频反馈算法组成，借助现场可编程门阵列得以实现。
在该算法的掌握下，以射频开关、数控衰减器、检波器、可变增益放大器为核心器件，实现了一种输入动态范围110 dB、灵敏度-100 dBm、输出功率为-19 dBm的自动增益掌握环路。

中文引用格式：赵潇腾，尹兵舰，张锦涛，等. 一种稠浊式高动态范围AGC算法与FPGA实现[J].电子技能运用，2017，43(12)：76-80.

英文引用格式：Zhao Xiaoteng，Yin Junjian，Zhang Jintao，et al. A hybrid AGC algorithm for high dynamic range and implementation on FPGA[J].Application of Electronic Technique，2017，43(12)：76-80.

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0 弁言

由于多径衰落等成分，吸收机天线真个旗子暗记功率可能具有超过60 dB的颠簸[1]。
而中频ADC具有的固定动态范围难以精确采样这样的大动态旗子暗记，为使基带能够精确解调、解码，吸收机须要根据输入旗子暗记的强度自动调度其增益，从而为后级供应相对恒定的输出。
这种功能正是由自动增益掌握(Automatic Gain Control，AGC)环路实现的。

常用的AGC环路分为3种：前馈式AGC、反馈式AGC与稠浊式AGC[2-4]。
前馈式AGC表现为开环掌握，输入旗子暗记功率被检测后经处理用作增益的调度；反馈式AGC则是闭环掌握，输出功率与一个参考值为难刁难比后得到功率偏差，该偏差经由运算后掌握增益的大小。
文献[3]的研究表明，前馈式的AGC具有更快的相应速率，且其算法较为大略，占用资源较少，因此得到了广泛的运用。
然而正由于其灵敏的相应特性，前馈式AGC随意马虎因电路参数的颠簸而产生误调。
反馈式AGC则可以实现较为稳定的掌握，但因其呈闭环构造，环路参数须要仔细确认，为设计带来一定的寻衅。
稠浊式AGC则是前馈与反馈式的结合，兼具两者的特性。

1 稠浊式AGC环路

用于吸收机中的稠浊式AGC环路由射频前馈式AGC电路与中频反馈式AGC电路组成。
如图1所示，天线吸收到的旗子暗记经由一定的耦合系数馈入射频检波器，检波器的输出电压由ADC转换为数字量，再由FPGA处理后掌握旗子暗记通路上的单刀双掷开关与数控衰减器，从而掌握射频部分的增益。
个中，低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)具有22 dB增益，衰减网络具有-10 dB增益。
射频旗子暗记与本地振荡器下混频得到中频输入旗子暗记IFIN，IFIN经由两级相同的可变增益放大器(Variable Gain Amplifier，VGA)放大后，通过耦合器向中频检波器馈入适当的电平，检波器的输出电压VIFDET由ADC转换为数字量，再由FPGA进行数据处理，处理结果决定DAC的输出电压，从而掌握VGA的增益。
个中IFOUT表示中频输出旗子暗记，VG为VGA的掌握电压。

2 AGC算法

在先容AGC算法前，首先解释环路的设计指标。
如弁言中所述，所设计的AGC算法须要知足两种不同输入旗子暗记的需求。
对付恒包络旗子暗记，须要AGC单次掌握韶光小于50 μs，输入动态范围不小于-95 dBm~5 dBm，输出功率为-19 dBm；对付非恒包络旗子暗记，须要输出旗子暗记包络不失落真。

根据AGC环路指标，设计了图2所示的总体算法，把稳到输入旗子暗记的包络特性在本系统中可由外部获悉。
环路启动时首先判断输入旗子暗记是否为恒包络旗子暗记,若是，则实行快速AGC算法，否则实行慢速AGC算法，顺序均为先射频后中频。
中频AGC算法实行完毕后经由一定韶光间隔再次返回射频AGC，如此循环。

射频前馈式AGC算法如图3，首先配置ADC的射频通道采样，根据输入旗子暗记的包络特性，确定采样次数。
根据耦合器与射频检波器的特性(式(1))，将均值电平转化为对应的输入功率。
对付检测到的输入功率实行条件判断，从而确定LNA与数控衰减器的应配状态。
若本次确定的状态与目前的电路状态同等，则跳过配置阶段结束射频AGC，否则按照所确定的状态配置电路后结束。

射频AGC算法的仿真结果如图4所示，当射频输入功率从-95 dBm变革至5 dBm时，射频输出功率变革范围为[-73 dBm，-8.2 dBm]，将输入旗子暗记的颠簸范围由100 dB降为64.8 dB。

在射频调度的根本上，中频反馈式 AGC进行增益的连续精密调控，其算法如图5所示，首先为VGA的掌握电压VGint赋初始值，接着根据输入旗子暗记的包络特性确定中频通道采样次数并求均值VIFDET，在非恒包络输入下，两次采样间具有T1秒的韶光间隔。
中频AGC环路中VGA的增益Gain与掌握电压VG在正常事情状态下符合式(2)所示的线性关系,个中增益的单位为dB，掌握电压的单位为V。

根据所利用的VGA器件特性，式(2)中k取50，b取-5。
中频检波器输出电压VIFDET与中频输出功率PIFOUT在正常事情区域符合式(3)的线性关系，个中电压的单位为V，被检测功率的单位为dBm。
根据检波器与耦合器特性可以得：

式(3)中k1取0.05，b1取2.575。

在中频AGC环路中，若用PIFIN表示中频输入功率，PIFOUT表示中频输出功率，则所设计的环路目标为：当PMIN<PIFIN<PMAX时，PIFOUT保持在目标功率PAIM。
假设某一时候的输出功率为PNOW，VGA掌握电压为VG1，中频检波器的输出电压为VIFDET，经由一次调度后，应使VGA掌握电压变为VG2，输出功率达到PAIM，根据式(2)、式(3)及掌握目标可以得到式(4)的掌握算法，个中NSTAGE表示VGA的级数，在本文中取2，PAIM取-19 dBm。

基于掌握目标及式(4)所示的关系给出了图5中的判断条件与掌握电压VG的打算公式，个中VGint为VGA目前的掌握电压，Max表示取最大值运算，Min表示取最小值运算。
由于检波器仅在一定范围内符合式(3)的关系，因此须要确定一个可置信的检波电压区间：[0.375 V，2.75 V]。
在此区间内，认为检波电压VIFDET代表了真实的输出功率，此时按照式(4)所述的方法进行AGC掌握；当VIFDET<0.375 V时，认为输出功率较小，需先增大VGA的掌握电压以提高增益，使VIFDET于可置信区间，然后重新进行判断；VIFDET>2.75 V时，需先减小VGA的掌握电压以降落增益，再重新判断。

中频AGC算法仿真结果如图6所示。
个中横坐标为AGC实行次数。
中频输入旗子暗记的功率范围为-100 dBm～-10 dBm。
当输入旗子暗记功率处于[-79.04，-9.3]dBm时，VGA掌握电压VG能够随着输入功率的变革而改变，输出功率保持在-19 dBm，VIFDET与PIFOUT同步变革，实现了环路的功率掌握目标。

3 算法的实现与测试

根据第2节所述，在Xilinx Spartan 3E系列FGPA上实现了稠浊式AGC算法。
算法掌握的紧张器件包括ADC、射频开关、数控衰减器与DAC。
个中，射频与中频部分共用一片10 bit、4通道的模数转换器ADS7954；单刀双掷开关的状态由FPGA输出的单比特高低电平掌握；数控衰减器为6 bit、0.5 dB步进的RFSA2644芯片。
中频VGA的掌握电压由12 bit DAC供应。
ADC通道的切换及采样、数控衰减器的衰减值、DAC的输出电压均由FPGA通过串行外设接口(Serial Peripheral Interface，SPI)总线掌握。
为了方便数字部分的处理，所提出算法中的采样次数N1、N2、N3、N4均取2的整数次幂。

在不同输入勉励条件下Modelsim的功能仿真结果如图7所示。
当输入为恒包络旗子暗记时（图7（a）），首先配置ADC射频通道，进行4次射频通道采样，经由打算后配置了数控衰减器。
由于输入功率较高，LNA始终保持关断，随后预置了VGA增益。
接着配置ADC切换至中频通道，进行连续的16次采样，末了配置DAC输出适当的VGA掌握电压。
恒包络输入旗子暗记下单次AGC过程耗时41.73 μs。

当输入为非恒包络旗子暗记时（图7（b）），射频AGC采样变为64次，中频AGC仍旧采样16次，但在采样间加入了6.68 μs韶光间隔，总的掌握韶光为230.53 μs。
利用示波器丈量的时域输入输出波形如图8所示，个中通道1为输入正弦包络旗子暗记，包络周期为128 μs，通道2为中频输出旗子暗记，可以不雅观察到输出旗子暗记包络保持无缺，均匀功率恒定。

输入为恒包络旗子暗记条件下，稠浊式AGC环路中关键参数随射频输入功率变革的曲线如图9所示。
图9（a）中按照式（1）拟合的曲线与实测曲线吻合良好；图9（b）中VGA掌握电压呈现三次跳变，与射频AGC算法中的所设计的4种条件判断符合；图9(c)、图9(d)表明所设计的AGC系统在输入旗子暗记功率为-100 dBm~10 dBm时，输出可恒定地掌握在-19 dBm，具有110 dB的动态范围。
近年来所提出AGC系统的动态范围比拟如图10[5-16]所示，比拟表明本文所实现的动态范围具有一定的领先性。

4 结论

本文针对输入旗子暗记的不同的包络特性，结合前馈式与反馈式AGC的特点，依据吸收机中的硬件架构，提出了一种稠浊式高动态范围AGC算法，并在FPGA硬件平台上得以实现。
在该算法的掌握下，以射频开关、数控衰减器、检波器、可变增益放大器为核心器件，实现了一种输入动态范围110 dB、灵敏度-100 dBm、输出功率为-19 dBm的自动增益掌握环路。
在恒包络与非恒包络输入下，算法实行韶光分别为41.73 μs与230.53 μs，旗子暗记包络保持无缺。
比拟表明，所提出的AGC算法实现了优秀的动态范围特性。

参考文献

[1] XIA G，ZHANG Q，YANG Z.Design and implementation of an efficient and large dynamic range hybrid digital AGC for burst communication systems[C].2012 IEEE 11th International Conference on Signal Processing，2012：1373-1377.

[2] FUJII M，KAWAGUCHI N，NAKAMURA M，et al.Feed-forward and feedback AGC for fast fading channels[J].Electronics Letters，1995，31(13)：1029-1030.

[3] SOBAIHI K，HAMMOUDEH A，SCAMMELL D.Automatic gain control on FPGA for software-defined radios[C].Wireless Telecommunications Symposium，2012：1-4.

[4] 沈同平，谷宗运，方芳，等.反馈式数字AGC的FPGA优化实现[J].安庆师范学院学报(自然科学版)，2015(3)：68-70.

[5] 马战刚，张宇平，孙弋，等.大动态范围AGC电路在吸收机中的运用[J].半导体技能，2010，35(2)：191-193.

[6] 朱会柱，袁斌，张志刚.90 dB大动态范围可调AGC系统设计[C].2009年全国微波毫米波会议，2009.

[7] 陈立泽，陈星，王超.宽带大动态中频AGC系统实现[J].电子丈量技能，2010，33(11)：46-48，73.

[8] 李飚，刘春群，黄忠快.基于FPGA射频吸收机前端AGC系统电路的设计[J].无线电通信技能，2016，42(3)：82-84.

[9] 郑隆浩，彭艳云.基于FPGA的中频AGC电路设计[J].电子设计工程，2014(14)：113-116.

[10] Jing Bing，Xue Yuankun，Ye Fan，et al.Automatic gain control algorithm with high-speed and double closed-loop in UWB system[C].2013 IEEE 10th International Conference on ASIC，2013：1-4.

[11] 耿云辉，冯西安，张路，等.一种大动态范围AGC电路的设计与实现[J].微处理机，2012(3)：20-23，28.

[12] RAY S，HELLA M M.A 10 Gb/s inductorless AGC amplifier with 40 db linear variable gain control in 0.13 um CMOS[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2016，51(2)：440-456.

[13] TISSERAND E，BERVILLER Y.Design and implementation of a new digital automatic gain control[J].Electronics Letters，2016，52(22)：1847-1849.

[14] 罗有亮，魏连魁，刘杰.基于VCA810的大动态范围AGC电路设计[J].电子设计工程，2016(4)：105-107，110.

[15] 李怀良，庹先国，朱丽丽，等.中低频宽动态范围AGC放大器设计[J].电测与仪表，2013，50(2)：96-99.

[16] 贺欣.宽带大动态AGC电路设计[J].电子设计工程，2012(8)：167-170.

作者信息：

赵潇腾1，2，尹兵舰1，张锦涛1，2，李仲茂1，冷永清1

（1.中国科学院微电子研究所，北京100029；2.中国科学院大学，北京100049）