AN-140: 线性调节器和开关模式电源的基本概念_电压_电流

电源转换器从给定输入电源为负载天生输出电压和电流。
它须要在稳态和瞬态条件下知足负载电压或电流调节哀求。
还必须在组件涌现故障时保护负载和系统。
根据详细运用，设计职员可选择线性稳压器(LR)或开关模式电源(SMPS)办理方案。
为了更好地选择办理方案，设计职员必须熟习各种方法的优点、缺陷和设计考虑成分。

本文重点关注非隔离电源运用，并先容其操作和设计根本知识。

我们先来举个大略的例子。
在嵌入式系统中，前端电源供应一个12V总线供电轨。
而在系统板上，运算放大器须要3.3V供电电压。
产生3.3V电压最大略的办法是对12V总线利用电阻分压器，如图1所示。
效果好吗？答案常日是否定的。
在不同的事情条件下，运算放大器的VCC引脚电流可能有所不同。
如果利用固定电阻分压器，IC VCC电压会随着负载的不同而不同。
而且，12V总线输入可能调节不佳。
同一系统中可能有多个其他负载共用12V供电轨。
由于总线阻抗，12V总线电压随总线负载条件而变革。
因此，电阻分压器无法向运算放大器供应经由调节的3.3V电压，来确保正常运行。
因此，须要专用电压调节环路。
如图2所示，反馈环路须要调节顶部电阻R1值，以便在VCC上动态调节3.3V。

图1.电阻分压器从12V总线输入天生3.3VDC

图2.反馈环路调度串联电阻R1值以调节3.3V

利用线性稳压器可实现这种可变电阻，如图3所示。
线性稳压器以线性模式操作双极性或场效应功率晶体管(FET)。
因此，晶体管作为可变电阻与输出负载串联。
为建立反馈环路，从观点上讲，偏差放大器通过采样电阻网络RA和RB检测直流输出电压，然后将反馈电压VFB与基准电压VREF进行比较。
偏差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。
当输入VBUS电压减小或负载电流增大时，VCC输出电压低落。
反馈电压VFB也低落。
因此，反馈偏差放大器和电流放大器产生更多的电流馈入晶体管Q1的基极。
这就减少了压降VCE，而规复VCC输出电压，使VFB即是VREF。
而另一方面，如果VCC输出电压增加，负反馈电路也会增加VCE，确保精确调节3.3V输出。
总而言之，VO的任何变革都会被线性稳压器晶体管的VCE电压接管。
因此，输出电压VCC始终保持恒定，并得到良好的调节。

图3.线性稳压器实现可变电阻以调节输出电压

很长一段韶光以来，线性稳压器一贯广泛运用于工业领域。
在开关模式电源自20世纪60年代问世遍及之前，线性稳压器始终是电源行业的根本元件。
即便是本日，线性稳压器仍旧广泛运用于各种运用领域。

除了利用大略，线性稳压器还具有其他性能上风。
电源管理供应商开拓了许多集成式线性稳压器。
范例的集成式线性稳压器仅需VIN、VOUT、FB和可选GND引脚。
图4显示了20多年前开拓的范例3引脚线性稳压器LT1083。
仅需1个输入电容、1个输出电容和2个反馈电阻即可设置输出电压。
险些任何电气工程师都可以利用这些大略的线性稳压器来设计电源。

图4.集成式线性稳压器示例：只有3个引脚的7.5A线性稳压器

利用线性稳压器的一个紧张缺陷是其串联晶体管Q1在线性模式下事情的功耗过高。
如前所述，线性稳压器晶体管从观点上讲是一个可变电阻。
由于所有负载电流都必须通过串联晶体管，其功耗为PLoss = (VIN – VO) • IO。
在这种情形下，线性稳压器的效率可通过以下公式快速估算：

因此，在图1的示例中，当输入为12V，输出为3.3V时，线性稳压器效率只有27.5%。
在该例中，72.5%的输入功率被摧残浪费蹂躏，并在稳压器中产生热量。
这意味着，晶体管必须具有散热能力，以便在最大VIN和满负载的最坏情形下处理功耗和散热问题。
因此，线性稳压器及其散热器的尺寸可能很大，特殊是当VO比VIN小很多时。
图5显示线性稳压器的最大效率与VO/VIN比率成正比。

图5.最大线性稳压器效率与VO/VIN比率

另一方面，如果VO靠近VIN，则线性稳压器的效率很高。
但是，线性稳压器(LR)还有一个限定，即VIN和VO之间的最小电压差。
LR中的晶体管必须在线性模式下事情。
因此，双极性晶体管的集电极到发射极或FET的漏极到源极之间须要一定程度的最小压降。
如果VO太靠近VIN，LR可能就无法调节输出电压。
能够以低裕量(VIN – VO)事情的线性稳压器称为低压差稳压器(LDO)。

很明显，线性稳压器或LDO只能供应降压DC/DC转换。
在须要VO电压比VIN电压高，或须要从正VIN电压得到负VO电压的运用中，线性稳压器显然不起浸染。

对付须要更多功率的运用，必须将稳压器单独安装在散热器上以便散热。
在全表面贴装系统中，这种做法不可行，因此功耗限定（例如1W）会限定输出电流。
遗憾的是，要直接并联线性稳压器来分散产生的热量并不随意马虎。

用精密电流源更换图3所示的基准电压，能够直接并联线性稳压器以分散电流负载，由此分散IC上消散的热量。
这样就能够在高输出电流、全表面贴装运用中利用线性稳压器，在这些运用中，电路板上的任何一个点都只能消散有限的热量。
LT3080是首个可调线性稳压器，可并联利用以增加电流。
如图6所示，其精密零TC 10µA内部电流源连接到运算放大器的非反相输入。
通过利用外部单电压设置电阻RSET，可将线性稳压器的输出电压从0V调节到(VIN – VDROPOUT)。

图6.具有精密电流源基准的单电阻设置LDO LT3080

图7显示了并联LT3080实现均流有多大略。
只需将LT3080的SET引脚连接在一起，两个稳压器的基准电压就相同。
由于运算放大器经由精密调度，调度引脚和输出之间的失落调电压小于2mV。
在这种情形下，只需10mΩ镇流电阻（小型外部电阻和PCB走线电阻之和）即可平衡负载电流，且均流超过80%。
还须要更多功率？并联5到10个设备也是合理的。

图7.并联两个LT3080线性稳压器以增加输出电流

在许多运用中，线性稳压器或LDO可供应出色的开关电源办理方案，包括：

综上所述，设计职员利用线性稳压器或LDO是由于它们大略、噪声低、本钱低、易于利用并供应快速瞬态相应。
如果VO靠近VIN，LDO可能比SMPS更高效。

显然是高效率。
在SMPS中，晶体管在开关模式而非线性模式下运行。
这意味着，当晶体管导通并传导电流时，电源路径上的压降最小。
当晶体管关断并阻挡高电压时，电源路径中险些没有电流。
因此，半导体晶体管就像一个空想的开关。
晶体管中的功率损耗可减至最小。
高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计职员利用SMPS而不是线性稳压器或LDO的紧张缘故原由，特殊是在高电流运用中。
例如，如今12VIN、3.3VOUT开关模式同步降压电源常日可实现90%以上的效率，而线性稳压器的效率不到27.5%。
这意味着功率损耗或尺寸至少减小了8倍。

最常用的开关电源—降压转换器

图8显示最大略、最常用的开关稳压器—降压型DC/DC转换器。
它有两种操作模式，详细取决于晶体管Q1是开启还是关闭。
为了简化谈论，假定所有电源设备都是空想设备。
当开关（晶体管）Q1开启时，开枢纽关头点电压VSW = VIN，电感L电流由(VIN – VO)充电。
图8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。
当开关Q1关闭时，电感电流利过续流二极管D1，如图8(b)所示。
开枢纽关头点电压VSW = 0V，电感L电流由VO负载放电。
由于空想电感在稳态下不可能有直流电压，均匀输出电压VO可通过以下公式算出：

个中TON是开关周期TS内的导通韶光间隔。
如果TON/TS之比定义为占空比D，则输出电压VO为：

当滤波器电感L和输出电容CO的值足够高时，输出电压VO为只有1mV纹波的直流电压。
在这种情形下，对付12V输入降压电源，从观点上讲，27.5%的占空比供应3.3V输出电压。

图8.降压转换器操作模式和范例波形

除了上面的均匀法，还有一种办法可推导出占空比公式。
空想电感在稳态下不可能有直流电压。
因此，必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。
根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡须要：

公式(5)与公式(3)相同。
这个伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓扑，以推导出占空比与VIN和VO的关系式。

采取空想组件（导通状态下零压降和零开关损耗）时，空想降压转换器的效率为100%。
而实际上，功耗始终与每个功率元件干系联。
SMPS中有两种类型的损耗：直流传导损耗和互换开关损耗。

降压转换器的传导损耗紧张来自于晶体管Q1、二极管D1和电感L在传导电流时产生的压降。
为了简化谈论，不才面的传导损耗打算中忽略电感电流的互换纹波。
如果MOSFET用作功率晶体管，MOSFET的传导损耗即是IO2 • RDS(ON) • D，个中RDS(ON)是MOSFET Q1的导通电阻。
二极管的传导功率损耗即是IO • VD • (1 – D)，个中VD是二极管D1的正向压降。
电感的传导损耗即是IO2 • RDCR，个中RDCR是电感绕组的铜电阻。
因此，降压转换器的传导损耗约为：

例如，12V输入、3.3V/10AMAX输出降压电源可利用以下元件：MOSFET RDS(ON) = 10mΩ，电感RDCR = 2 mΩ，二极管正向电压VD = 0.5V。
因此，满负载下的传导损耗为：

如果只考虑传导损耗，转换器效率为：

上述剖析显示，续流二极管的功率损耗为3.62W，远高于MOSFET Q1和电感L的传导损耗。
为进一步提高效率，可将二极管D1更换为MOSFET Q2，如图9所示。
该转换器称为同步降压转换器。
Q2的栅极须要对Q1栅极进行旗子暗记互补，即Q2仅在Q1关断时导通。
同步降压转换器的传导损耗为：

如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2，同步降压转换器的传导损耗和效率为：

上面的示例显示，同步降压转换器比传统降压转换器更高效，特殊适用于占空比小、二极管D1的传导韶光长的低输出电压运用。

图9.同步降压转换器及其晶体管栅极旗子暗记

除直流传导损耗外，还有因利用不理想功率元件导致的其他互换/开关干系功率损耗：

图10.降压转换器中顶部FET Q1的范例开关波形和损耗

一样平常来讲，开关频率越高，输出滤波器元件L和CO的尺寸越小。
因此，可减小电源的尺寸，降落其本钱。
带宽更高也可以改进负载瞬态相应。
但是，开关频率更高也意味着与互换干系的功率损耗更高，这须要更大的电路板空间或散热器来限定热应力。
目前，对付 ≥10A的输出电流运用，大多数降压型电源的事情频率范围为100kHz至1MHz ~ 2MHz。
对付< 10A的负载电流，开关频率可高达几MHz。
每个设计的最优频率都是通过仔细权衡尺寸、本钱、效率和其他性能参数实现的。

在同步降压转换器中，电感峰峰值纹波电流可打算如下：

在给定开关频率下，低电感供应大纹波电流并产生大输出纹波电压。
大纹波电流也会增加MOSFET RMS电流和传导损耗。
另一方面，高电感意味着电感尺寸大，电感DCR和传导损耗也可能较高。
常日，在选择电感时，会选择超过最大直流电流比的10% ~ 60%峰峰值纹波电流。
电感供应商常日指定DCR、RMS（加热）电流和饱和电流额定值。
在供应商的最大额定值内设计电感的最大直流电流和峰值电流非常主要。

为降压转换器选择MOSFET时，首先确保其最大VDS额定值高于具有足够裕量的电源VIN(MAX)。
但是，不要选择额定电压过高的FET。
例如，对付16VIN(MAX)电源，额定值为25V或30V的FET非常适宜。
额定值为60V的FET的电压过高，由于FET的导通电阻常日随额定电压的增加而增加。
接下来，FET的导通电阻RDS(ON)和栅极电荷QG (或QGD)是两个最主要的参数。
常日须要在栅极电荷QG和导通电阻RDS(ON)之间进行取舍。
一样平常而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高导通电RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。
在降压转换器中，顶部MOSFET Q1同时接管了传导损耗和互换开关损耗。
Q1常日须要低QG FET，特殊是在具有低输出电压和小占空比的运用中。
低压侧同步FET Q2的互换损耗较小，由于它常日在VDS电压靠近零时导通或关断。
在这种情形下，对付同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更主要。
如果单个FET无法处理总功率，则可并联利用多个MOSFET。

首先，应选择具有足够电压降额的电容。

降压转换器的输入电容具有脉动开关电流和大纹波电流。
因此，应选择具有足够RMS纹波电流额定值的输入电容以确保利用寿命。
铝电解电容和低ESR陶瓷电容常日在输入端并联利用。

输出电容不仅决定输出电压纹波，而且决定负载瞬态性能。
输出电压纹波可以通过公式(15)打算。
对付高性能运用，要只管即便减少输出纹波电压并优化负载瞬态相应，ESR和总电容都很主要。
常日，低ESR钽电容、低ESR聚合物电容和多层陶瓷电容(MLCC)都是不错的选择。

关闭反馈调节环路

开关模式电源还有一个主要的设计阶段—通过负反馈掌握方案关闭调节环路。
这项任务常日比利用LR或LDO更具有寻衅性。
它须要充分理解环路行为和补偿设计，通过稳定环路来优化动态性能。

如前所述，开关转换器随开关开启或关闭状态改变事情模式。
它是一个分立式非线性系统。
要利用线性掌握方法来剖析反馈环路，须要进行线性小旗子暗记建模[1][ 3]。
由于输出L-C滤波器，占空比D至输出VO的线性小旗子暗记转换函数实际上是一个具有两个极点和一个零点的二阶系统，如公式(16)所示。
在输出电感和电容的谐振频率处有两个极点。
有一个由输出电容和电容ESR决定的零点。

电压模式掌握与电流模式掌握

输出电压可由闭环系统调节，如图11所示。
例如，当输出电压增加时，反馈电压VFB增加，而负反馈偏差放大器的输出减少。
因此，占空比减小。
输出电压被拉回，使VFB = VREF。
偏差运算放大器的补偿网络可能是I型、II型或III型反馈放大器网络[3] [ 4]。
只有一个掌握环路来调节输出。
这种方案称为电压模式掌握。
ADI LTC3775和LTC3861是范例的电压模式降压掌握器。

图11.电压模式掌握降压转换器的方框图

图12显示利用LTC3775 电压模式降压掌握器的5V至26V输入、1.2V/15A输出同步降压电源。
由于LTC3775具有前辈的PWM调制架构和极低(30ns)的最短导通韶光，因此该电源适宜将高电压汽车或工业电源转换为当今微处理器和可编程逻辑芯片所需的1.2V低电压的运用。
高功率运用须要具有均流功能的多相降压转换器。
利用电压模式掌握，须要额外的均流环路来平衡并联降压通道中的电流。
用于电压模式掌握的范例均流法是主从法。
LTC3861 便是这样一款PolyPhase®电压模式掌握器。
其±1.25mV的超低电流检测失落调电压使得并联相位之间的均流非常精确，从而平衡热应力。
[10]

图12.LTC3775电压模式同步降压电源供应高降压比

电流模式掌握利用两种反馈环路：类似于电压模式掌握转换器掌握环路的外电压环路，以及将电流旗子暗记馈送回掌握环路的内电流环路。
图13显示直接检测输出电感电流的峰值电流模式掌握降压转换器的观点方框图。
利用电流模式掌握时，电感电流取决于偏差运算放大器的输出电压。
电感成为电流源。
因此，从运算放大器输出VC到电源输出电压VO的转换功能成为单极性系统。
这使环路补偿变得更加大略。
掌握环路补偿不太依赖于输出电容ESR零点，因此可利用所有陶瓷输出电容。

图13.电流模式掌握降压转换器的方框图

电流模式掌握还有很多其他上风。
如图13所示，由于峰值电感电流受到运算放大器VC的逐周期限制，因此电流模式掌握系统在过载条件下会更精确、更快速地限定电流。
浪涌电感电流在启动过程中也会受到良好的掌握。
此外，当输入电压变革时，电感电流不会快速变革，因此电源具有良好的线路瞬态性能。
并联多个转换器时，通过利用电流模式掌握，也很随意马虎在电源之间实现均流，这对利用PolyPhase降压转换器的可靠高电流运用至关主要。
总而言之，电流模式掌握转换器比电压模式掌握转换器更可靠。

电流模式掌握方案须要精确检测电流。
电流检测旗子暗记常日是对开关噪声敏感的数十毫伏电平下的一个小旗子暗记。
因此，须要精确仔细地设计PCB布局。
通过检测电阻、电感DCR压降或MOSFET传导压降检测电感电流，可关闭电流环路。
范例的电流模式掌握器包括ADI LTC3851A、LTC3855、LTC3774 和 LTC3875。

“电压模式掌握与电流模式掌握”部分中的范例电压模式和电流模式方案具有由掌握器内部时钟产生的恒定开关频率。
轻松同步这些恒定开关频率掌握器是高电流PolyPhase降压掌握器的一个主要特性。
但是，如果负载升压瞬态刚好发生在掌握FET Q1栅极关断之后，则转换器必须等待全体Q1关断韶光，直到下一个周期才能相应瞬态。
在占空比较小的运用中，最坏情形下的延迟靠近一个开关周期。

在此类低占空比运用中，恒定导通韶光谷值时电流模式掌握相应负载升压瞬态的延迟更短。
在稳态操作中，恒定导通韶光降压转换器的开关频率险些是固定的。
如果涌现瞬变，开关频率可快速变革以加速瞬态相应。
因此，该电源改进了瞬态性能，并可降落输出电容和干系本钱。

但是，通过恒定导通韶光掌握，开关频率可能随线路或负载的改变而改变。
LTC3833 是具有更繁芜的导通韶光掌握架构的谷值电流模式降压掌握器，该架构是恒定导通韶光掌握架构的变体，差异在于它通过掌握导通韶光，使开关频率在稳定的线路和负载条件下保持恒定。
利用此架构，LTC3833掌握用具有20ns的最短导通韶光，并支持38VIN至0.6VO的降压运用。
该掌握器可在200kHz至2MHz的频率范围内与外部时钟同步。
图14显示具有4.5V至14V输入和1.5V/20A输出的范例LTC3833电源。
[11]图15显示该电源可快速相应突发的高压摆率负载瞬变。
在负载升压瞬态期间，开关频率增加以加快瞬态相应。
在负载降压瞬态期间，占空比降为零。
因此，仅输出电感限定电流压摆率。
除LTC3833之外，对付多个输出或PolyPhase运用，LTC3838 和 LTC3839 掌握器也可供应快速瞬态、多相办理方案。

图14.利用LTC3833的快速、掌握导通韶光电流模式电源

图15.LTC3833电源在快速负载阶跃瞬态期间供应快速相应

精心设计的SMPS该当没有噪声。
而补偿不敷的系统却不是这样，它每每是不稳定的。
补偿不敷的电源常日具有以下特色：磁性元件或陶瓷电容会发出噪声、开关波形存在抖动、输出电压振荡等。
过度补偿的系统很稳定，噪声也很小，但瞬态相应慢。
这样的系统在极低频率下（常日低于10kHz）具有环路交越频率。
瞬态相应慢的设计须要很大的输出电容才能知足瞬态调节哀求，从而增加了整体电源本钱和尺寸。
出色的环路补偿设计性能稳定、无噪声，但不会过度补偿，因此能够快速相应，使输出电容最小。
ADI公司的运用条记AN149文章详细先容了电源电路建模和环路设计的观点和方法[3]。
对付履历不敷的电源设计职员，小旗子暗记建模和环路补偿设计可能有难度。
ADI公司的LTpowerCAD™设计工具可处理繁芜的公式，从而极大地简化了电源设计，尤其是环路补偿设计[5] [ 6]。
LTspice®仿真工具集成了所有ADI器件模型，并供应额外的时域仿真以优化设计。
但是，在原型制作阶段，常日须要对环路稳定性和瞬态性能进行基准测试和验证。

一样平常而言，闭环电压调节环路的性能由两个主要的值来评估：环路带宽和环路稳定性裕量。
环路带宽由交越频率fC量化，在该频率下，环路增益T(s)即是1 (0dB)。
环路稳定性裕量常日由相位裕量或增益裕量来量化。
环路相位裕量Φm定义为总T(s)相位延迟和交越频率下–180°之间的差异。
增益裕量定义为T(s)增益和总T(s)相位即是–180°的频率下0dB之间的差异。
对付降压转换器，常日认为45度相位裕量和10dB增益裕量就够了。
图16显示电流模式LTC3829 12VIN 至 1VO/60A 3相降压转换器的环路增益的范例波特图。
本例中，交越频率为45kHz，相位裕量为64度。
增益裕量靠近20dB。

图16.LTpowerCAD设计工具可轻松优化环路补偿和负载瞬态相应（以3相、单路输出LTC3829降压转换器为例）。

随着数据处理系统越来越大，速率越来越快，其处理器和存储器单元在电压不断降落的情形下须要更大的电流。
在这些高电流下，对电源的需求倍增。
近年来，由于PolyPhase（多相）同步降压转换用具有高效率和散热均匀性能，因而一贯广泛用于高电流、低电压电源办理方案。
此外，借助多相交错降压转换器，可显著减少输入和输出真个纹波电流，从而减少输入和输出电容以及干系的电路板空间和本钱。

在PolyPhase降压转换器中，精密电流检测和均流变得非常主要。
良好的均流可确保均匀的散热和较高的系统可靠性。
由于在稳态下和瞬变过程中具有内在均流功能，因此电流模式掌握降压转换器常日成为首选。
ADI公司的LTC3856 和 LTC3829是具有精密电流检测和均流功能的范例PolyPhase降压掌握器。
对付输出电流为20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系统，可以菊花链形式连接多个掌握器。

图17.利用LTC3829的3相、单路VO高电流降压转换器

高性能降压掌握器还须要许多其他主要特性。
常日须要软启动来掌握启动过程中的浪涌电流。
当输出过载或短路时，过流限定和短路闩锁可保护电源。
过压保护功能可保护系统中的昂贵加载装置。
为了只管即便减少系统的EMI噪声，有时掌握器必须与外部时钟旗子暗记同步。
对付低电压、高电流运用，远程差分电压检测可补偿PCB电阻压降，并精确调节远端负载的输出电压。
在具有很多输出电压轨的繁芜系统中，还须要在不同电压轨之间进行时序掌握和跟踪。

元件选择和事理图设计只是电源设计过程中的一部分。
开关电源设计中精确的PCB布局始终至关主要。
事实上，其主要性怎么强调都不过分。
良好的布局设计可以优化电源效率，缓解热应力，最主要的是，可以尽可能减少走线和元件之间的噪声和相互影响。
为此，设计职员一定要理解开关电源的电流传导路径和旗子暗记流。
常日须要付出很大的努力才能得到必要的履历。
详细谈论拜会ADI公司的运用条记136和139。
[7][ 9]

在集成层面，系统工程师可以决定选择分立式、单片式还是全集成式电源模块办理方案。
图18显示适宜范例负载点电源运用的分立式电源模块办理方案示例。
分立式办理方案利用掌握器IC、外部MOSFET和无源元件在系统板上构建电源。
选择分立式办理方案的一个紧张缘故原由是元件的物料本钱(BOM)低。
但是，这须要良好的电源设计技能，且开拓韶光相对较长。
单片式办理方案利用带集成电源MOSFET的IC，进一步缩减理解决方案尺寸和元件数。
该办理方案所需的设计技能和开拓韶光与分立式类似。
全集成式电源模块办理方案可显著减少设计事情、开拓韶光、办理方案尺寸和设计风险，但元件的BOM本钱常日更高。

图18.(a) 分立式12VIN至3.3V/10A LTC3778电源；(b) 全集成式16VIN、双路13A或单路26A LTM4620 µModule®降压型稳压器示例

本运用条记以降压转换器为例大略解释SMPS的设计考虑成分。
但是，至少还有五种其他的基本非隔离式转换器拓扑（升压、降压-升压、Cuk、SEPIC和Zeta转换器）和至少五种基本隔离式转换器拓扑（反激、正向、推挽、半桥和全桥），本运用条记未对这些拓扑进行解释。
每种拓扑都有独特的特性，适用于特定运用。
图19显示其他非隔离式SMPS拓扑的简化事理图。

图19.其他基本非隔离式DC/DC转换器拓扑

还有一些由基本拓扑组合而成的非隔离SMPS拓扑。
例如，图20显示基于LTC3789 电流模式掌握器的高效率、4开关同步降压/升压转换器。
它采取低于、即是或高于输出电压的输入电压事情。
例如，输入电压范围可以为5V至36V，输出电压可以是经由调节的12V。
此拓扑是同步降压转换器和同步升压转换器的组合，共用一个电感。
当VIN > VOUT时，开关A和B作为有源同步降压转换器，而开关C始终关闭，开关D始终开启。
当VIN < VOUT时，开关C和D作为有源同步升压转换器，而开关A始终开启，开关B始终关闭。
当VIN靠近VOUT时，四个开关均有效事情。
因此，此转换用具有很高的效率，对付范例12V输出运用，效率高达98%。
[12] LT8705 掌握器将输入电压范围进一步扩展到80V。
为了简化设计并增加功率密度，LTM4605/4607/4609进一步将繁芜的降压/升压转换器集成到一个易于利用的高密度功率模块中。
[13] 它们可轻松并联，从而分担负载，适宜高功率运用。

图20.高效率4开关降压-升压转换器采取低于、即是或高于输出电压的输入电压事情

总而言之，线性稳压器大略易用。
由于串联调节晶体管以线性模式操作，当输出电压明显低于输入电压时，电源效率常日较低。
线性稳压器（或LDO）常日具有低电压纹波和快速瞬态相应。
而另一方面，SMPS将晶体管当作开关利用，因此常日比线性稳压器更高效。
但是，SMPS的设计和优化更具寻衅性，须要更多的背景知识和履历。
对付特定运用，每种办理方案都各有优缺陷。