图1、事情频率为5.8 GHz的InGaP HBT功率放大器
SiGe HBT与标准硅双极晶体管不同，由于基极由不同的半导体材料即SiGe构成，采取硅基极和发射极层形成异质结。SiGe基极层在其厚度上具有倾斜的锗浓度，这产生的电场能减少电子从基极移动到集电极中的传输韶光。这使得SiGe HBT能够以比硅双极性更高的频率事情，并且许可基于硅的电路用于许多微波运用中。
2.1.1 晶体管的频率相应
随着频率每倍频程增加，晶体管的增益会降落约6 dB，如图2所示。然而，增益级不一定必须要设计成以高的低频增益事情，由于它可能不稳定并且振荡。JM Rollett根据晶体管的散射参数（s参数）确定稳定系数K ，如方程（1）中给出，当晶体管无条件稳定时（无论晶体管的输入或输出呈现什么阻抗，它都不会振荡。），其具有大于1的值。在频率范围的这个区域，个中K>1，最大传感器增益（GMAX）即是晶体管的最大可用增益（MAG），如方程（2）所示。
稳定系数K：
方程(1)
方程（2）
在K<1的频率处，最大换能器增益（GMAX,maximum transducer gain）即是方程（3）给出的晶体管的最大稳定增益（MSG，maximum stable gain）。
图2、晶体管增益和稳定系数与频率的关系
方程（3）
无源组件二极管
MESFET MMIC工艺中的二极管常日从栅极肖特基打仗到低掺杂半导体帽层产生。与专用的肖特基二极管MMIC工艺比较，这些二极管每每具有更高的串联电阻，但这种串联电阻可以通过替代工艺的方法来降落。就其低频1 / f噪声而言，InP HBT二极管的噪声低于基于InP HEMT的二极管，这对振荡器和混频器运用非常有用。双极工艺中的二极管可以用基极 - 发射极结或基极 - 集电极结形成。
传输线
当电子元件用低频（<1MHz）导线连接在一起时，元件之间的间隔与旗子暗记的波长比较非常小，因此可以假设在导线上的任何地方，电压幅度都是相同的。而在射频和微波频率下，纵然在眇小的MMIC上，组件之间的间隔也可能是旗子暗记波长的主要部分;连接金属轨道任何一点的电压都是旗子暗记幅度和相位的函数，因此此时必须将互连金属线视为传输线。
MMIC中最常用的传输线称为微带线，它由介质基板上的金属轨道走线组成的，背面有无限接地层，如图3所示。轨道走线宽度和基板高度具有有限的尺寸，并且接地平面和基板宽度以及长度被假定为无限大。
电场紧张限定在轨道走线的下方，但它确实从轨道走线的边缘延伸了很长的间隔。微带传输线的特性紧张由轨道走线的宽度与电介质高度的比（w / h）决定的，由于它们对电场和磁场模式存在紧张的影响。如图3所示，宽度与基板高度相似的走线轨道，具有更多的平行度轨道走线下方的电场，类似于平行面板电容器，因此看起来更具电容性。而如图4所示，宽度比基板高度窄得多的轨道走线具有紧密堆积的磁场线，看起来更像是大略的导线;因此，它表现得更具电感性。这些场模式还显示了最小走线轨道间隔间隔的履历法则如何与走线轨道和基板尺寸干系。履历法则是，金属走线轨道该当与边缘分开一个基板高度或者三个走线轨道宽度（以较小者为准），以许可合理地靠近放置，保持轨道走线之间的耦合程度最小。
图3、通过宽微带传输线的剖面图，图中显示出了电场和磁场模式
图4、窄微带传输线的剖面图，显示出了电场和磁场模式
无限短的均匀传输线的等效电路如图5所示，个中R是每单位长度的电阻，L是每单位长度的电感，G是每单位长度的电导，C是每单位的电容长度。完全的传输线是无限数量的这些组件级联起来的。当将其运用于微带线时，R表示导体和介电损耗，G表示基板的有限电导;这些是二阶效应，并且在大略的传输线剖析中可以忽略不计。
在这种情形下，传输线的特色阻抗由方程（4）给出，沿传输线的传播速率由方程（5）给出。
特色阻抗：
方程（4）
波的传播速率：
方程（5）
公式(4)还表明，窄轨道走线将比宽轨道走线每单位长度更具电感性，因此窄轨道走线将具有更高的特色阻抗，而宽走线轨道的单位长度更具电容性。
图5、无限小的传输线部分的等效电路
从图3和图4中还可以看出，沿微带传播的电磁波的电场和磁场分量位于衬底电介质内和衬底上方的空气内，这使微带成为不屈均的传输线。这意味着在微带线中的传输模式不会是纯横向电磁（TEM， transverse-electro-magnetic）模式，由于电磁波在这两种电介质中的传播速率是不同的，因此不能坚持单个TEM模式。实际传播模式是横向电（TE）和横向磁（TM）模式的稠浊，其在每个电介质中具有相等的传播速率;这被称为准TEM模式，并且可以近似被认为是在均匀电介质行家进的纯TEM模式，其具有的“有效”相对介电常数（ξeff）介于基板衬底的相对介电常数（ξr）和空气的相对介电常数（1）之间的值。宽走线轨道的有效介电常数的值将方向于基板材料的相对介电常数，由于大部分电场将位于轨道走线的下方和介质基板中，并且窄轨道的值将方向于在基板材料和空气的相对介电常数之间的均匀值，由于电场险些在它们之间共享，如方程（6）所示。
有效相对介电常数ξr的范围：
方程（6）
有效的相对介电常数ξeff：
方程（7）
图1中沿微带传输线传播的准TEM模式的有效相对介电常数的近似值（在2％以内）由方程（7）给出，个中h是基板高度，w是走线轨道宽度，并且ξr是衬底材料的相对介电常数。准TEM模式的相速率比自由空间的相速率慢了一个因子ξeff，如（8）所示，因此波长为准TEM微带模式比自由空间短，由方程（9）给出：
微带传输线的相速率：
方程（8）
微带传输线的波长：
方程（9）
当比率w / h小于1时，微带传输线的阻抗在方程（10）中给出，昔时夜于1时，在方程（11）中给出微带传输线的阻抗。
方程（10）
方程（11）
在MMIC工艺中，基板高度常日固定为100μm或200μm，因此走线轨道的阻抗由走线轨道的宽度设定。MMIC工艺的实际轨道宽度范围为约6μm至120μm，这对应于约120ΩW降至40ΩW的微带特色阻抗。
上述公式适用于打算微带传输线的阻抗和波长的近似值，但实际上，由MMIC工艺制造的微带传输线比图3和4中所示的大略形式更繁芜，并且它们的特性不随意马虎从封闭的数学方程式表达。例如，图6显示一些互连金属走线轨道被轻微蚀刻到基板材料中，并且可以位于多个介电层的上方或下方，多个介电层阔别金属走线轨道的边缘处的平面，个中电场最集中。因此，许多代工厂利用二维半（2.5D）的仿真工具来找到微带阻抗的值，然后利用MMIC工艺制造的环形谐振器给出有效相对介电常数和每单位长度损耗的值。利用2.5D仿照器得到的200μm厚基板上的微带传输线的特色阻抗如图7所示，高下金属层轨道作为轨道走线宽度的函数。范例的微带环谐振器测试构造如图8所示，这种谐振器的传输相应类型如图9所示。
图6、MMIC微带传输线的更现实的构造
图7、在200μm厚的GaAs衬底上的高下金属层中天生的微带线的特色阻抗。
图8、用于微带传输线表征的环形谐振器
图9、范例的环形谐振器的传输相应
谐振器的长度设计成在要表征的频率范围内产生大约六个谐振传输峰值。应调度环形谐振器的电容耦合，使其最大传输损耗约为-20 dB，因此丈量的是环的无负载相应，同时保持最低传输峰值远远超出系统丈量的本底噪声。当构成环的传输线的长度是在传输线上传播的波的整数个波长数量时，环在传输中谐振。谐振峰值的宽度由谐振器的Q因子确定，并用于确定传输线的损耗。因此，可以拟合物理传输线模型，其具有特色阻抗（Z0），有效相对介电常数（ξeff），每单位长度损耗（A）和物理长度（L）的参数，以及环绕每个谐振峰值的丈量数据。
在拟合模型的过程中，特色阻抗值来自传输线构造的2.5D的仿真仿照，物理长度是构成环形谐振器的轨道中央线的长度，然后谐振的中央频率确定有效的相对介电常数，并且谐振的宽度决定了损耗。还必须把稳用于拟合模型的每个谐振峰值周围的丈量数据范围。数据至少应涵盖-3-dB点，并且空想情形下还指向谐振两侧的-6-dB点，以得出传输线损耗的准确值。然而，来自共振峰的裙边的数据也该当被丢弃，由于它们离共振的中央频率太远并且方向于使损耗值偏斜。
该表征过程给出了在全体频率范围和一个走线轨道宽度的六个频率点处的特色阻抗（Z0），有效相对介电常数（ξeff）和每单位长度损耗（A）的值。然后必须在铸造工艺许可的范围内对几个不同的走线轨道宽度重复该过程。作为频率和走线轨道宽度的函数，这些参数的变革是相称平滑的，因此它们在谐振频率和丈量的走线轨道宽度之间的值可以通过内插确定。
通过这种方法得到的200-μmGaAs衬底上30μm宽的用于构建不才部和上部金属层中的微带走线轨道的传输线的范例损耗（以分贝为单位）如图10所示。通过这种方法得到的GaAs微带线的范例有效介电常数如图11所示。
图10、在200-μmGaAs衬底上从高下金属层产生的30-μm宽的微带线的损耗
图11、GaAs衬底上微带线的有效介电常数
MMIC中利用的第二常见传输线是共面波导（CPW），它由介质基板同一表面上的金属走线轨道和接地平面组成，走线轨道与接地平面之间有固定间隙，如图12所示。轨道走线宽度和间隙是有限的尺寸，地平面和衬底基板的高度，宽度和长度假定为无限大。把稳，CPW的接地平面部分的宽度也对其传输线的特性阻抗也有影响。这在大多数情形下很小，在剖析大略的线路长度时并不主要。然而，在密集封装的MMIC中，必须减小地平面以为其他部件腾出空间，就可能须要考虑其影响了。电场和磁场均在两者中即电介质基板和上面的空气中传播，因此CPW中的传播模式也是准TEM 模式。
图12、CPW传输线
电场紧张限定在走线轨道和共面接地平面之间，并且常日没有延伸到衬底基板的底表面。这意味着衬底晶片不须要从超过600μm的买入厚度减薄，从而肃清了昂贵的工艺步骤并且比薄的晶片更加坚固。衬底基板的后表面可以保持清洁或金属化。如果在后表面上利用金属，则传输线被称为接地共面波导（GCPW， grounded coplanar waveguide），但其特性与普通CPW相同，并且基板厚度远大于走线轨道宽度。CPW传输线的特性紧张由走线轨道宽度与到地平面的间隙的比率w / g确定，由于这是对传播的电场和磁场模式的紧张影响。已经开拓了导出CPW的特色阻抗的方法，并且GaAs衬底上的CPW的w / g比为约2以供应50ΩW的阻抗。
具有较高比率（即，走线轨道宽度远大于间隙）的CPW具有较低的阻抗，由于间隙的闭合增加了并联电容并降落了磁场密度。具有较低比率的CPW（即，具有比间隙窄得多的走线轨道宽度）具有较小的并联电容，并且磁场线更紧密地包裹并且看起来更类似于大略的走线;因此，它表现得更具电感性。理论上，实际的走线轨道和间隙尺寸可以按比例放大或缩小，并且对付相同的w / g比，阻抗将是相同的。然而，当尺寸变得非常小时，走线轨道的厚度在确定阻抗时开始起很大浸染，并且传输损耗开始变大。
CPW方向于用于在高微波和毫米波频率下事情的电路，例如图13中所示的44.5GHz直接调制器MMIC，由于微带在这些频率下可以变成多模的。
其他传输线，例如共面条带和槽线，也都可用于MMIC中，但它们的运用紧张在用于混频器和天线的平衡 - 不平衡转换器（ baluns）领域中。
低电阻率衬底上的传输线存在几个问题，这些问题对付高电阻率衬底可以忽略不计。这些问题包括慢波效应，传输线损耗增加，以及精确表征传输线的难度增加。
图13、利用CPW传输线的44.5 GHz直接调制器
例如，用于标准CMOS工艺的硅衬底具有大约1到20Ω/ cm的电阻率;结果，这些基板上的无源组件和互连具有高损耗和低Q因子，尤其是在微波和毫米波频率下。已经开拓出技能来战胜这个问题，例如利用高电阻率（1,500ΩW/ cm）硅衬底，屏蔽从硅衬底的组件[45]，并用微机电系统（MEMS）工艺去除组件周围的硅。这些技能正在实现最前辈的性能，并且许可对低电阻率衬底进行全面表征，但它们与商业硅工艺处理步骤的兼容性还有很长的路要走。但是，如果铸造代工厂可以供应高电阻率的基板，并且设计职员可以利用CPW等传输线，那么损耗可以降至靠近常日用GaAs衬底基板干系的水平。事实上，越来越多的利用基于硅技能的高频芯片公布出来，这正在形成这样一个证据：现在很明显，硅MMIC和射频集成电路（RFIC）是在微波频率频率范围内具有商用可能性。
传输线结，个中一条传输线连接到具有不同尺寸的另一条传输线，连接到多于一条其它传输线上，或连接到组件，都方向于在不连续点的位置产生非传播的渐逝凋零模式，以知足麦克斯韦方程。这些模式随着间隔结的间隔增加而快速消逝，但可以产生使结看起来像小的集总电感或电容的效果。
当一个金属层上的传输线穿过另一个金属层上的传输线时，它们仅通过它们之间的介质层分开。这会导致它们之间的电容耦合，并且可以打算为重叠金属区域的平行板电容，利用它们之间的介电层的均匀介电常数和金属层的分隔间隔以及我们在后面的章节中会先容公式来打算。
