图一 基本积分电路
对图一（a）电路施加阶跃矩形脉冲，如韶光常数RC远大于输入脉宽，电容将缓慢充电，电容上电压以指数曲线上升，输出Uo与Ui近似成积分关系。本色上它是一个低通滤波器，也是一个互换分压器，对高频成份来说，容抗Xc很少，高频成份衰减至极小。无源积分电路受负载影响大，且阶跃相应曲线呈非线性，很难预算干系参数。 为得到线性充放电曲线，可利用运放的虚断特性，将电容作为运放反馈元件，构成图一（b）所示的有源积分器。 但实际运放都存在失落调电压、失落调电流及输入偏置电流，纵然输入Ui=0，这些等效旗子暗记也会被积分放大，使有源积分器的输出电压，不断地向一个方向变革，产生积分漂移征象，乃至发生积分饱和。这一征象的实质是电容C对直流旗子暗记呈现险些无穷大的容抗，放大倍数Xc/R1也无穷大，运放处于开环放大状态。为抑制积分漂移，常在电容两端并联一个电阻，如图二所示。
图二 实用积分电路
图二中的R3是积分电路的补偿电阻，相对储能元件C、L而言，电阻是个中性元件，对交、直流旗子暗记起同样浸染，R3的直流负反馈浸染，能有效抑制积分漂移和积分饱和。但对R3的选择是有严格哀求的，首先，在旗子暗记频率浸染下，R3的阻抗要远大于电容的容抗Xc,此时反馈岔路支路阻抗Z=R3//Xc就近似即是Xc，可以忽略R3的存在；其次还要担保R3>>R1,以减小积分偏差。
图三 基本微分电路
图三（a）是基本无源微分电路，韶光常数RC远小于阶跃输入的矩形脉宽时，电阻两端输出正、负尖脉冲，分别对应矩形脉冲的上升沿和低落沿，是对矩形脉冲微分的结果。本色上它是一个高通滤波器，低频和直流身分被容抗所阻挡，而前后沿处的高频分量通过电容后，在电阻上合成尖脉冲。 由于哀求韶光常数要小，电阻值比较小才能得到空想的微分关系，但电阻太小会影响输出幅度;同时无源微分电路受负载影响大，无法预估电路参数。一样平常利用图三(b) 所示的有源微分电路，以战胜无源微分电路的缺陷。微分电路本色是高通电路，从图三(b) 可以看岀，对付突变的输入Ui，突变处的高频分量， 电容相称于短路，容抗Xc=0，此时运放的互换增益R1/Xc为无穷大，有可能使运放饱和，并有可能使反馈电阻上的电压超出运放最大输出电压，有必要在R1两端并联补偿电容，以减小高频反馈阻抗，防止涌现过大的互换增益，并抑制高频滋扰旗子暗记，图四即为带补偿电容的微分电路。
图四 带补偿电容的微分电路
图四中的C1即为防止互换增益过大的补偿电容，此时反馈岔路支路的阻抗Zf=Xc1//R1，对C1的哀求是，在通过电容C的旗子暗记频率浸染下，只要使C1容抗Xc1远大于R1,就可以忽略C1的影响，进行微分打算时，只用R1打算也可以担保足够的精度。 为限定通过电容C的高频电流，进一步降落对高频分量和高频滋扰的敏感性，在旗子暗记源内阻比较小时，可在电容前面串联一个电阻，以限定流过电容C的高频电流。同时，为防止可能涌现的过高电压，可在反馈岔路支路中再并联稳压二极管，以限定输出幅度，如图五所示。
图五 实用微分电路
图五中的R0即为电容C的高频限流电阻，在旗子暗记源内阻比较大时可不加，设计PCB时，可以预留R0位置，不须要时，用0阻值电阻短接;运放的反相输入端为虚地点，增加DZ1、DZ2可在正负两个方向限定瞬时过大的幅值。
运放实际利用时，在低频段常涌现输出过冲，在高频段常涌现振荡，以下作简要剖析与处理。 运放负反馈电路的实质是，通过反馈网络，使运放的正、反相输入端电位靠近相等，输入差分旗子暗记Ud靠近为零，运放线性放大Ud=Up-Un，即Uo=AolUd，避免了运放进入饱和输出状态。个中的Aol为运放的开环放大倍数，它才是运放的实质属性参数，不会因外接反馈电路而改变 ，因此当负反馈回路存在延时环节时，会造成反相输入端电压Un的延迟和Ud变革的减慢，导致输出Uo涌现过冲，过冲的电压使负反馈超调，运放又反向调节，同样由于延时环节的浸染，涌现了反向的过冲，从而形成了衰减振荡，也便是常说的振铃征象。
图六 运放电容性负载的补偿
图六(a) 所示反比较例电路，后接等效电容为CL的容性负载。由于电容两端电压不能突变，或者说电容会阻碍输出电压的变革，在运放输出电阻和CL共同浸染下，造成了反相端输入电压Un的延迟变革，从而引起振铃。虽然电容上电压不能突变，但电流可以突变，电阻上的电压与电流同相，可以在负载电容前面加补偿电阻Rc，反馈电压从电阻前引出，就可补偿反馈电压的延迟变革，从而抑制振铃的产生。 图六(b)中的Rc即为抑制振铃的补偿电阻。
如运放反相输入端因PCB布线、敷铜而引入了分布电容，也会引起振铃，其肃清方法参考图七的解释。
图七 运放输入端电容的补偿
图七(a)中的Cn为反相端意外引入的等效电容，对输出旗子暗记Uo而言，Rf、Cn构成低通滤波器，造成了Un延迟变革，补偿办法是在Rf两端并联补偿电容Cf，如图七(b)所示。对Uo来说，Cf、R1又构成了高通滤波器，Cf是加速电容，补偿了Un的滞后效应。Cf的取值原则是CfRf=R1Cn，即Cf=R1/RfCn； 实际上，当测试创造振铃或振荡时，我们并不知道产生的详细缘故原由，因此在设计PCB样板时，一样平常要预留补偿电容Cf的位置，开始先不焊接，如发生振动，经初步剖析缘故原由后，从小到大考试测验添加皮法级电容，直至振铃、振荡消逝。
正由于运放对反相输入真个电容很敏感，在构建有源滤波器时，一样平常都基于同比较例电路进行拓展。图8是常用的有源滤波器示例，供对照参考。
图八 有源低通滤波器
对付宽频带高速运放，高频旗子暗记增益仍旧比较大，当运放内部等效RC延迟电路，使输出发生-180度相移时，负反馈会变成正反馈，加在反相真个反馈旗子暗记越强、反馈系数越大，则越随意马虎发生高频振荡。如适当增大闭环增益，减小反馈系数，就能有效抑制高频振荡；换句话说，增大反馈电阻Rf是可以抑制振荡发生的，而Rf=0时，即运放接成跟随器形式是比较随意马虎发生高频振荡的。因此，当跟随器运用于高频电路时，最好采取单位增益稳定型运放，如OPA602、OPA842等。
当线路已经发生高频振荡时，可采取图七(b)描述之方法，试着在Rf两端并联皮法级小电容，以肃清振荡;对付通用型低速运放，一样平常不会发生高频振荡，由于旗子暗记中的高频身分会被衰减到险些为零，只需关注反相端和输出真个等效电容，以防引起振铃，肃清了振铃就可提高运放的输出精度。
