FPGA中的时序约束原来这么简单_时钟_数据

电路中的建立韶光和保持韶光实在跟生活中的红绿灯很像，建立韶光是指在绿灯（clk的上升沿）亮起之前行人或者车辆（data数据）在路口提前等待的韶光（只许可绿灯亮起的一霎时在路口的车辆才许可通畅）；而保持韶光，则是绿灯亮起后必须保持的韶光，这样行人或者数据才能够通过这个十字路口，否则hold韶光就不知足。

同时，红绿灯默认都是周期性的（clk也是周期性的），车辆不许可在两个相邻的红绿灯之间通过的韶光超过一个clk的周期（组合逻辑时延不能过大）。

建立韶光（Tsu）：是指在时钟沿到来之前数据从不稳定到稳定所需的韶光，如果建立的韶光不知足哀求，在时钟上升沿，寄存器将不能精确采到数据值。
如下图（左）所示：

保持韶光（Th）：是指在时钟上升沿后数据保持稳定的韶光，如果保持韶光不知足哀求那么数据同样也不能被精确采集到。
保持韶光示意图如下图（右）所示：

如图1.3，这是一个FPGA输入数据的模型，输入端口到第一个寄存器之间的路径须要进行时序约束。
一样平常我们须要奉告FPGA输入输出接口的最大最小延迟，使EDA工具在进行布局布线时能够尽可能的优化输入端口到第一级寄存器之间的延迟，使FPGA中时钟的上升沿能够精确采集到输入的数据。
在sdc约束中，输入延时是从上游器件发出数据到FPGA输入端口的延时时间。
如图,1.4所示，输入接口时序清楚反应了FPGA在吸收数据时应知足的建立和保持韶光哀求。

解释：

OSC ： 系统时钟

ASSP.CLk ：外部器件寄存器的时钟

ASSP.Q ：外部器件数据输出

FPGA.D ：FPGA数据输入

FPGA.CLK ：FPGA内部寄存器的时钟

Tclk1 ：系统时钟到外部器件之间的延时

Tclk2 ：系统时钟到FPGA之间的延时

Tco ：数据经由外部器件寄存器输出后相对付ASSP.CLK的偏移

Tpcb ：数据在pcb电路板上的延时

FTsu ：FPGA上寄存器的建立韶光哀求

FTh ：FPGA上寄存器的保持韶光哀求

setup slack ：建立韶光余量，必须大于即是0才能知足建立韶光的时序哀求

hold slack ：保持韶光余量，必须大于即是0才能知足保持韶光的时序哀求

T: 系统时钟频率

c. 输出延时即为FPGA输出数据后到达外部器件的延时时间。
如1.7所示，为FPGA和外部器件接口时序图。

系统同步中数据发送器和数据吸收器在同一时钟源下同步事情，发送器和吸收器之间只通报数据，数据的时序关系以系统时钟作为参考。

所谓源同步接口是指发送器和吸收器之间传送数据时同时传一个和数据保持特定相位关系的时钟，吸收器就可以根据这个时钟的相位来准确采集相应的数据。
如图所示，分别是系统同步和源同步接口示例图。

在系统同步接口中，系统时钟到发送器和吸收器之间的时延很难确定，以是吸收器比较难确定时钟和数据之间的相位关系，采集到的数据很难担保精确。
以是系统时钟只适用于低速时钟低速数据的收发。
而源同步接口的好处就在于可以以较高的频率高速收发数据，数据和时钟由发送器同步给出，在电路板上数据和时钟布线等长，时延相等，吸收器吸收到的数据和时钟的相位关系基本保持不变。
以是对付源同步接口的时序约束也较为大略，我们只须要见告FPGA上游芯片发送端口数据和时钟的相对关系，FPGA布局布线时就会调度时钟和数据的布线长度，使吸收数据时知足时序哀求。

GMII的数据收发便是一个范例的源同步接口。
MAC吸收数据的时钟Rx_clk和数据Rxd由上游PHY同步给出；MAC发送数据时发送时钟Gtx_clk和数据Txd也是同步给到PHY，以是我们对付GMII接口的时序约束就可以按照源同步接口的方法。

若系统外部PHY芯片的型号是RTL8211EG，其芯片手册中给出了PHY接口处的时序，如图所示：

RTL8211EG芯片GMII接口时序关系

时钟输入接口约束

GMII接口的Rx_clk时钟是125MHZ，频率较高。
这时由外部器件进入FPGA内部的时钟可能不稳定，采集Rxd数据时会有影响，这时我们应先对输入的时钟进行约束。

如果不加PLL，即直接时钟模式，一样平常不改变时钟特性直接进行数据采集，这常日适用于低速输入且中央对齐的单速率源同步接口；如果在输入端加一个PLL，即采取PLL时钟模式，PLL可对时钟与数据的关系进行精确调度，适用于高速输入的中央对齐和边沿对齐的源同步接口。
因此，利用PLL时钟对调整FPGA的接口时序有很大帮助。

由图1.4中输入时序接口可以看出Tco即为时钟上升沿与数据的偏移，则RTL8211EG中MAC吸收端口Tco(max) =T-tR/2-tGSUT=8-0.5-2.5=5ns，最小Tco(min)=tGHTT+ tR/2=1ns，

故相对付Rx_clk的输入最大最小延时

input delay max = Tco(max) =5ns

input delay min = Tco(min) =1ns

以上的约束的输入延时是相对付输入时钟Rx_clk的约束，在sdc约束中我们还可以设置一个虚拟时钟（可以假设是上游器件寄存器的驱动时钟，用于打算源器件的启动沿），源同步接口输入数据以这个虚拟时钟为参考输入FPGA，以是当我们声明输入延时时就可以以这个虚拟时钟作为启动时钟。
利用虚拟时钟约束输入延时的好处是可以是约束更加方便、更加精确。

输入约束的时延值可以理解为有效数据沿相对付时钟的偏移，如果时延值为正解释数据相对付时钟向后偏移，时延为负解释数据相对付时钟向前偏移。
根据上面描述输入数据相对付输入时钟Rx_clk的最大最小延时分别为1ns和5ns，下面我们打算输入数据相对付虚拟时钟vir_clk的延市价。
取Rx_clk的上起落低韶光分别为0、4ns（周期8ns），取数据时延Tco的均匀值3ns为vir_clk相对付Rx_clk的偏移，即vir_clk的上起落低韶光分别为3、7ns。

根据下图所示，当Tco取1ns时，Rxd有效时相对付Rx_clk上升沿偏移1ns，相对付vir_clk上升沿偏移-2ns；当Tco取5ns时，Rxd有效时相对付Rx_clk上升沿偏移5ns，相对付vir_clk偏移2ns。

Tco取最小值时Rxd相对付vir_clk关系图

Tco取最大值时Rxd相对付vir_clk关系图

根据上述描述，我们以虚拟时钟vir_clk为参考时钟，约束如下：

sdc中的输入延时约束

当然，我们也可以用Rx_clk作为参考来约束输入延时，但是quartus在布局布线时，以输入时钟为参考的约束不足精确，有时仍会涌现时序缺点。

对付GMII发送数据约束时，由于发送时钟和发送数据布线时延可忽略，故FPGA发送端口和PHY吸收端口数据时钟相位关系相似，结合图1.4中发送接口时序和RTL8211EG的图表可以看出FTco(max)+tGSUR+tR/2=Tclk，FTco(min)=tGHTR+ tR/2

故有

output delay max=Tclk- FTco(max)=tGSUR+tR/2=2.5ns

output delay min=- FTco(min)= -（tGHTR+tR/2）=-0.5ns

SDR接口输出约束含义

以是，在sdc中我们如下约束输出接口：

在上面的输出约束中，我们可以理解为：

根据outputdelay中max/-min的定义，源同步接口中输出最大最小延时为输出时钟上升沿到达之前最大与最小的数据有效窗口。
如图所示，用于建立韶光剖析的set output delay –max的值为正数2.5ns，表示数据窗口在Gtx_clk上升沿之前2.5ns韶光内有效，而用于保持韶光剖析的 -min之后随着负数-0.5ns，表示数据在Gtx_clk上升沿之后0.5ns内有效，即相对付Gtx_clk输出数据有效窗口为-0.5ns到2.5ns，这个范围大于即是PHY芯片手册中给出的Txd相对付Gtx_clk的窗口范围时，才能知足PHY芯片采集Txd时的时序哀求。

既然是FPGA和外部接口的时序问题，也便是输入输出的寄存Rxd/Txd的寄存器到外部器件寄存器的时序问题。

GMII吸收数据路径剖析

Tpcb是外部PCB板上数据的延时，Tdata_i是数据的输入延时，Gmii_rx_interface相称于Rxd进入FPGA后的第一个寄存器模块（可以专门写一个接口模块，将Rxd数据打一拍，用于吸收数据）。
如果Gmii_rx_interface间隔接口Rxd较远，Tdata_i的路径较长，布局布线时Rxd的八根线时延相差可能就比较大，以是我们应让这个模块放在间隔Rxd接口较近的地方。

Quartus软件中有一个LogicLock（物理分区）功能，把Gmii_rx_interface模块建立成一个LogicLock分区但并不对分区位置和大小进行固定，然后重新编译工程。
布局布线后就可以在chipplaner工具中看到这个分区的位置，如下图所示（放大可以看清），Gmii_rx_interface模块间隔Rxd接口位置很远，布局布线时，输入旗子暗记要绕很长一段间隔才会到达输入的寄存器，资源占用很多时，Rxd的8根数据线长度不一，很随意马虎造成时序问题。

未固定分区位置时布局布线结果

把Gmii_rx_interface模块分区移动到Rxd接口附近进行固定然后重新编译工程，布局布线后该逻辑分区就会在Rxd接口附近，从而担保输入数据接口进入FPGA的第一个寄存器的时延在一定范围内，担保时序哀求。

采取LogicLock后，GMII寄存器接口位置

寄存器到寄存器之间建立和保持韶光时序哀求

在FPGA的设计中除了该当考虑到输入输出接口的时序，还该当考虑到内部寄存器到寄存器的时序问题。
内部寄存器之间同样要知足建立和保持韶光哀求，如上图所示

个中Tdata为组合逻辑在电路中的延时。

建立韶光余量=T+Tclk2-Tclk1-Tco-Tdata-Tsu>=0

保持韶光余量=Tclk1+Tco+Tdata-Tclk2-Th>=0

常日在FPGA中忽略时钟的skew（偏移），即有Tclk2-Tclk1=0

则

建立韶光余量=T-Tco-Tdata-Tsu>=0

保持韶光余量=Tco+Tdata -Th>=0

为了使FPGA设计的电路正常，就必须知足以上的建立和保持韶光哀求，根据建立韶光余量公式可知

T>=Tco+Tdata+Tsu

F=1/T

在FPGA中Tco、Tsu等的数值由所利用FPGA的特性决定，以是时序电路之间的组合电路延时决定了全体电路的速率，即决定了全体电路的最大事情时钟频率。

若FPGA事情频率为130MHZ，如果在做设计时，组合逻辑的过于繁芜，寄存器到寄存器之间的延时Tdata过大，如果系统仍事情在130MHZ的频率下就有可能涌现时序问题。
以是在设计时我们应尽可能减小组合逻辑的繁芜度，以提高事情频率。
下面谈论提高系统事情频率的方法。

a. 通过减小Tdata值来提高频率

在quartus的sdc约束中有关于寄存器到寄存器之间组合逻辑时延的约束，通过设置从REG1到REG2之间组合逻辑延时的最大最小值，来约束FPGA的布局布线，从而来提高系统的事情频率。

但这种方法常日只能提高5%旁边的事情频率，不能过多的限定组合逻辑的时延，否则不利于EDA工具的布局布线。

b. 采取流水线设计来提高频率

流水线分割组合逻辑

通过约束减小组合逻辑延时的方法并不能够十分有效的提高系统的事情频率，以是在设计时我们应只管即便减少大规模组合逻辑的利用。
如图所示，采取流水线的设计思想，将两个寄存器之间的组合逻辑拆分成两级组合逻辑，从而减小组合逻辑的繁芜度。
采取流水线技能可以很好地提高系统运行时钟的事情频率。

假设原来路径延时为t，加入两级流水线并且假设路径切割均匀，则路径延时减少到约t/3，从而系统的事情频率提高到原来3倍旁边。

如上图所示，在我们做FPGA设计过程中，原来的judge_result是一个很大的组合逻辑，旗子暗记产生的路径时延很大，很难知足时序哀求，在FPGA编译完做验证时，涌现if条件禁绝确的情形，状态机不能精确跳转。

修正：将if中繁芜的组合逻辑旗子暗记在时钟的上升沿，赋值给中间变量寄存器judge_result和judge_result_en，这样在做if判断时就不用判断原来的繁芜组合逻辑值，只需判断judge_result和judge_result_en的值。
即采取流水线分割的方法把原来十分繁芜的组合逻辑分成两部分，这样FPGA在编译后就不会涌现时序缺点的情形。

Vivado下时钟约束可以参考这两个文章：

https://blog.csdn.net/neufeifatonju/article/details/80450951

https://blog.csdn.net/FPGADesigner/article/details/82871624

之以是要进行时钟约束是由于：当时钟进入了FPGA器件，通过时钟树通报时，时钟边沿会有延时，常日称作时钟网络延迟；噪声或硬件表现会导致时钟随时可能发生变革，常日称作时钟不愿定性，包括时钟抖动、相位错位等等。

增加时钟约束可以一定程度上减少时钟延时带来的问题，比如大位宽数据（128位）从ram中读出时由于路径延时导致数据缺点的问题。

这里先容一下大略进行时钟约束的办法（以vivado2018.2为例）：

第一步：对工程进行综合，综合之后点击“Edit Timing Constraints”

第二步，打开之后看到如下界面：

第三步，双击create clock,打开如下界面：

第四步，一样平常会点击sourcesobjects 阁下的这个按钮来选择你要约束的时钟：

点击之后弹出如下界面：

第五步，输入你要约束的时钟，然后进行查找，找到之后按照如下添加到右侧框内，然后点击set：

第六步，然后set之后会返回到这个界面，你须要在这个界面输入时钟名，不然会天生一个虚拟时钟：

第七步，然后到这个界面，按照图片进行操作：

一样平常来说要点击add clock，然后按crtl+s保存你设置的时钟约束，之后再点击apply（或者直接点击apply）。

然后你打开你的xdc文件,会创造已经有了这么一个约束了，然后再重新综合和实现就好了。

create_clock -period 8.000-name clkb -waveform {0.000 4.000} -add [get_nets{u_TTE_switch_top/U_ET_switch_plane_top/U_fp_and_sch_0/u_schedule_top/u_bus_ram/clkau_TTE_switch_top/U_ET_switch_plane_top/U_fp_and_sch_0/u_schedule_top/u_bus_ram/clkb}]

create_clock -period 8.000-name clk_gtx_125m -waveform {0.000 4.000} -add [get_netsinst_sgmii_if/clk_gtx_125m]

全文完。