对付传统的PWM模式掌握器，比如UC384X系列，能非常好的运用在反激和正激拓扑的掌握上。电流模式固有的逐个周期电流限定和超快的动态相应，是非常精良的性能。虽然UC384X系列已经蛮老了，不能用在现在追求5&6级能效的项目上。但是有些追求可靠性的领域，还是蛮喜好用UC384X系列的。话不多说了，下面是参考其内部掌握逻辑建立的仿真模型。
第一部分 传统定频反激
UC384X的内部逻辑图：
（图1 UC384X系列内部逻辑图）
首先是一个90瓦的CCM反激，其掌握逻辑参考UC3842，可见下图：
（图2 U固定开关频率的反激模型）
模型解释：
由V5产生一个固定的置位时钟，RS触发器和输出逻辑参考UC384X。最关键的PWM比较器，由一个if语句替代，追求最快的仿真速率。用分压电阻和限定运放的输出，掌握到PWM比较器的电压不高于1V。偏差放大器由传统的TL431替代，光耦用空想的流控电流源替代，于是可以得到仿真的波形：
1、20ms的启机波形：
（图3 反激的启机波形）
展开细节：
V（Vout）是差模电感之前的电压，纹波较大。
V（G3：1）是负载真个电压，基本纹波就比较小了。
V（Vdrain）是原边MOS漏极波形。
V（Vcs）是PWM比较器的电流旗子暗记
V（Vcomp）是PWM比较器的给定旗子暗记
（图4 反激的几个关键点波形）
做一个0.5A ~４.７Ａ 10ms切换一次的动态相应测试：
第二部分 传统定频正激
关于50%占空比的限定，可以参考下图，将S引脚脉宽设置到半个周期长度，那么PWM输出的最大脉宽就被限定住了。
（图6 UC384X系列的掌握时序图）
仿真事理图：
（图7 UC384X掌握的双晶正激模型）
模型解释：
为了加快仿真速率，对付双管正激MOS的体二极管险些不走电流的情形下，就直接用空想开关代替。副边也直接用二极管做整流桥，同步整流轻微麻烦。输出用一个压控电流源来做空想负载，掌握逻辑和反激险些一样。
1、 20ms的上电波形
（图8 正激启机仿真）
展开细节：
V（Vdrain）是原边低端MOS的漏极电压
V（Vout） 是副边输出电压
V（Vcs） 是PWM比较器的电流旗子暗记输入
V（Vcomp）是PWM比较器的给定旗子暗记
V（D3：3） 是副边滤波电感的输入电压
I（L3） 是副边滤波电感的电流
（图9 正激几个关键点波形）
做5 A~40A 10ms一次的切换：
（图9 正激模型在动态负载切换时的事情）
展开切换时的细节：
分别是加负载时：
（图10 正激模型在负载增加时）
和减负载时：
第三部分 传统半桥
传统PWM掌握的半桥和全桥，一样平常由电压模式掌握，常见的IC有SG3525A，UC3825A。是拿CT上的电压斜坡和偏差放大器的输出进行比较，然后得到一个占空比去掌握管子的脉宽。由于要掌握半桥和全桥，须要有两路互补的驱动旗子暗记，而且还要限定住两路旗子暗记的最大占空比。
SG3525A的内部逻辑图如下：由OSC和触发器发出两路限定占空比的互补旗子暗记到NOR门。NOR门默认输出为高电平，需将关断PWM的旗子暗记送到NOR门。在SG3525A等分别有下列几个送到NOR门用来关断输出，限定脉宽。
1、 PWM比较器的输出，偏差放大器的电压Vcomp高于Vramp后发出高电平到触发器的S，触发器发出高电平到NOR门，可以关闭当前输出。
2、 OSC发出的最大占空比限定，通过合理的RT和CT掌握最大的占空比。
3、 ULVO IC欠压保护
4、 SHUTDOWN 过流保护旗子暗记
5、 触发器发出的两路互补驱动旗子暗记。
（图11 SG3525A的掌握逻辑图）
在仿真模型中，为了提高仿真速率，我用可定义的三角波来作为CT上的电压斜坡。用0.2V和2.5V对斜坡电压进行比较可得到用来限定占空比的旗子暗记CLK。在通过触发器U6得到两路互补的驱动旗子暗记A和B，分别都送到NOR门。在仿真中，我去掉了欠压保护的掌握，掌握驱动的NOR门只有三个条件用来关断当前的脉宽：
1、A和B互补的驱动。
2、最大占空比限定CLK。
3、PWM比较的输出。
过流保护比较器暂时不该用，电压模式只掌握占空比，动态性能要比电流模式差一点点。
（图12 电压模式半桥掌握模型）
先来一个0~20ms的启机波形：
（图13 电压模式半桥启机波形）
展开细节：
V(Vout_ac) 输出电压
V(L2：1) 副边滤波电感上的电压
I(L2) 副边电感上的电流纹波
V(C10:2,H1:1) 是变压器两端的电压波形
I(C10) 是隔直电容上的电流
（ 图14 电压模式半桥启机波形）
做一个10A~80A的10ms一次的切换：
可以看到这个反馈参数不是很好，动态相应比较糟糕。
（ 图14 电压模式半桥在动态负载切换时的波形）
连续展开细节部分：
（ 图15 电压模式半桥在动态负载切换时的波形）
第四部分 电压模式全桥部分：
掌握模式险些和半桥同等，只是用两路旗子暗记同时驱动对角的两颗管子，便于仿真就没有利用隔离驱动的电路，模型可见下图：
（图15 电压模式全桥的掌握模型）
0~20ms的上电波形:
（图16 电压模式全桥的启机波形）
展开细节：
I（L2）/10 是副边滤波电感上的纹波电路，便于不雅观察除以10倍。
V（VREC）是副边滤波电感上的电压
V(U2:1,H1:1)/50 是原边变压器两端的电压，为了便于不雅观察除以50倍。
I(C10) 是流过隔直电容的电流。
V(Vout_ac)是输出电压（纹波蛮大的）
（图17 电压模式全桥的启机波形）
做一个10A~100A的10ms一次的动态切换：
（图18 电压模式全桥的动态负载切换时波形）
展开细节：
（图19 电压模式全桥的动态负载切换时波形）
第五部分 电流模式的全桥掌握模型仿真：
电流模式只是将原边电流引入掌握，和偏差放大器的比较做比较，当原边电流达到给定值时，关闭当前周期的脉宽。见掌握模型：
（图20 峰值电流模式全桥的掌握模型）
来一个0~20ms上电仿真：
（图21 峰值电流模式全桥的启机波形）
展开后的细节：
V（GAIN:OUT）PWM比较器的给定是偏差放大器的输出。
V（E7:IN+） PWM比较器电流旗子暗记
V（Vout_ac）输出电压
V（Vrec） 是副边滤波电感的电压
I（L1/10）是副边滤波电感上的电流，为了便于不雅观察除以了10.
（图22 峰值电流模式全桥的启机波形）
做10A~100A 10ms的切换：
（图22 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形）
展开细节：
（图23 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形）
