50Hz互换电压经由全波整流后变成脉动直流电压u1，再通过输入滤波电容得到直流高压U1。在空想情形下，整流桥的导通角本应为180°(导通范围是从 0°～180°)，但由于滤波电容器C的浸染，仅在靠近互换峰值电压处的很短韶光内，才有输入电流流经由整流桥对C充电。50Hz互换电的半周期为 10ms，整流桥的导通韶光tC≈3ms，其导通角仅为54°(导通范围是36°～90°)。因此，整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原 理如图1(a)所示，整流滤波电压及整流电流的波形分别如图l(b)和(c)所示。
末了总结几点：
(1)整流桥的上述特性可等效成对应于输入电压频率的占空频年夜约为30％。
(2)整流二极管的一次导通过程，可视为一个“选通脉冲”，其脉冲重复频率就即是互换电网的频率(50Hz)。
(3)为降落开关电源中500kHz以下的传导噪声，有时用两只普通硅整流管(例如1N4007) 与两只快规复二极管(如FR106)组成整流桥，FRl06的反向规复韶光trr≈250ns。
2)整流桥的参数选择
隔离式开关电源一样平常采取由整流管构成的整流桥，亦可直接选用成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，它是将四只硅整流管接成桥路形式，再 用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、利用方便、各整流管的参数同等性好等优点，可广泛用于开关电源的整流电路。硅整流桥有4个引出端，个中互换输 入端、直流输出端各两个。
硅整流桥的最大整流电流均匀值分0．5～40A等多种规格，最高反向事情电压有50～1000V等多种规格。小功率硅整流桥可直接焊在印刷板上，大、中功率硅整流桥则要用螺钉固定，并且需安装得当的散热器。
整流桥的紧张参数有反向峰值电压URM(V)，正向压降UF(V)，均匀整流电流Id(A)，正向峰值浪涌电流IFSM(A)，最大反向泄电流 IR(μA)。整流桥的反向击穿电压URR应知足下式哀求：
举例解释，当互换输入电压范围是85～132V时，umax=132V，由式(1)打算出UBR=233．3V，可选耐压400V的成品整流桥。对付宽范 围输入互换电压，umax=265V，同理求得UBR=468．4V，应选耐压600V的成品整流桥。须要指出，如果用4只硅整流管来构成整流桥，整流管 的耐压值还应进一步提高。辟如可选1N4007(1A／1000V)、1N5408(3A／1000V)型塑封整流管。这是由于此类管子的价格低廉，且按 照耐压值“宁高勿低”的原则，能提高整流桥的安全性与可靠性。
设输入有效值电流为IRMS，整流桥额定的有效值电流为IBR，应该使IBR≥2IRMS。打算IRMS的公式如下：
式中，PO为开关电源的输出功率，η为电源效率，umin为互换输入电压的最小值，cosφ为开关电源的功率因数，许可cosφ=0．5～0．7。由于整 流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流(拜会图1)，因此整流桥的均匀整流电流Id<IRMS，一样平常可按Id=(0．6～0．7)IRMS 来打算IAVG值。
例如，设计一个7．5V／2A(15W)开关电源，互换输入电压范围是85～265V，哀求η=80％。将Po=15W、η=80％、umin=85V、 cosψ=0．7一并代入(2)式得到，IRMS=0．32A，进而求出Id=0．65×IRMS=0．21A。实际选用lA／600V的整流桥，以留出 一定余量。
2、输入滤波电容器的选择1)输入滤波电容器容量的选择
为降落整流滤波器的输出纹波，输入滤波电容器的容量CI必须选的得当。令每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量 (μF)的比例系数为k，当互换电压 u=85～265V时，应取k=(2～3)μF／W；当互换电压u=230V(1±15％)时，应取k=1μF／W。输入滤波电容器容量的选择方法详见附 表l，Po为开关电源的输出功率。
2)准确打算输入滤波电容器容量的方法输入滤波电容的容量是开关电源的一个主要参数。CI值选得过低，会使UImin值大大降落，而输入脉动电压UR却升 高。但CI值取得过高，会增加电容器本钱，而且对付提高UImin值和降落脉动电压的效果并不明显。下面先容打算CI准确值的方法。
设互换电压u的最小值为umin。u经由桥式整流和CI滤波，在u=umin情形下的输入电压波形如图2所示。该图是在Po=POM，f=50Hz、整流 桥的导通韶光tC=3ms、η=80％的情形下绘出的。由图可见，在直流高压的最小值UImin上还叠加一个幅度为UR的一次侧脉动电压，这是CI在充放 电过程中形成的。欲得到CI的准确值，可按下式进行打算：
举例解释，在宽范围电压输入时，umin=85V。取UImin=90V，f=50Hz，tC=3ms，假定Po=30W，η=80％，一并带入(3)式 中求出CI=84．2μF，比例系数CI／PO=84．2μF／30W=2．8μF／W，这恰好在(2～3)μF／W许可的范围之内。
3、漏极钳位保护电路的设计
对反激式开关电源而言，每当功率开关管(MOSFET)由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。个中的尖峰电压是由于高频 变压器存在漏感(即漏磁产生的自感)而形成的，它与直流高压UI和感应电压UOR叠加在MOSFET的漏极上，很随意马虎破坏MOSFET。为此，必须在增加 漏极钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或者接管。
1)漏极上各电压参数的电位分布
下面剖析输入直流电压的最大值UImax、一次绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最大漏极电压UDmax、漏一源击穿电压U(BR)DS这6 个电压参数的电位分布情形，使读者能有一个定量的观点。对付TOPSwitch—XX系列单片开关电源，其功率开关管的漏一源击穿电压 U(BR)DS≥700V，现取下限值700V。感应电压UOR=135V(范例值)。本来钳位二极管的钳位电压UB只需取135V，即可将叠加在UOR 上由漏感造成的尖峰电压接管掉，实际却不然。手册中给出UB参数值仅表示事情在常温、小电流情形下的数值。实际上钳位二极管(即瞬态电压抑制器TVS)还 具有正向温度系数，它在高温、大电流条件下的钳位电压UBM要远高于UB。实验表明，二者存不才述关系：
这表明UBM大约比UB高40％。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR也起到钳位浸染，所选用的TVS钳位电压应按下式打算：
此外，还须考虑与钳位二极管相串联的壅塞二极管VD的影响。VD一样平常采取快规复或超快规复二极管，其特色是反向规复韶光(trr)很短。但是VDl在从反向截止到正引导通过程中还存在着正向规复韶光(tfr)，还需留出20V的电压余量。
考虑上述成分之后，打算TOPSwitch一 最大漏一源极电压的履历公式应为：
TOPSwitch—XX系列单片开关电源在230V互换固定输入时，MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如图3所示，占空比D≈26％。此时 u=230V±35V，即umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1．5 UOR≈200V，UBM=1．4UB=280V，UDmax=675V，末了再留出25V的电压余量，因此U(BR)DS=700V。实际上 U(BR)DS也具有正向温度系数，当环境温度升高时U(BR)DS也会升高，上述设计就为芯片耐压值供应了额外的裕量。
2)漏极钳位保护电路的设计
漏极钳位保护电路紧张有以下4种设计方案(电路拜会图4)：
(1)利用瞬态电压抑制器TVS(P6KE200) 和壅塞二极管(超陕规复二极管UF4005) 组成的TVS、VD型钳位电路，如(a)图所示。图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源用反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。
(2)利用阻容接管元件和壅塞二极管组成的R、C、VD型钳位电路，如(b)图所示。
(3)由阻容接管元件、TVS和壅塞二极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路，如(c)图所示。
(4)由稳压管(VDZ)、阻容接管元件和壅塞二极管(快规复二极管FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路，如(d)图所示。
上述方案中以(c)的保护效果最佳，它能充分发挥TVS相应速率极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点，并且还增加了RC接管回路。鉴于压敏电阻器(VSR) 的标称击穿电压值(U1nA)离散性较大，相应速率也比TVS慢很多，在开关电源中一样平常不用它构成漏极钳位保护电路。
须要指出，壅塞二极管一样平常可采取快规复或超快规复二极管。但有时也专门选择反向规复韶光较长的玻璃钝化整流管1N4005GP，其目的是使漏感能量能够得 到规复，以提高电源效率。玻璃钝化整流管的反向规复韶光介于快规复二极管与普通硅整流管之间，但不得用普通硅整流管1N4005来代替lN4005GP。
常用钳位二极管和壅塞二极管的选择见附表2。
