作为电源工程师,每天打仗的是电源的设计工程师,创造不管是电源的老手,高手,新手,险些对掌握环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时每每无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么打算,至少使大家在有问题时能从理论上剖析出办理问题的思路。
一：一些基本知识,零,极点的观点
示意图:
这里给出了右半平面零点的事理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图.
递函数自己写吧,恰好磨炼一下,把输出电压除以输入电压便是通报函数.
bode 图可以大略的剖断电路的稳定性,乃至可以确定电路的闭环相应,就向我下面的图中表示的.零,极点解释了增益和相位的变革
二：单极点补偿,适用于电流型掌握和事情在DCM 办法并且滤波电容的ESR 零点频率较低的电源.其紧张浸染事理是把掌握带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.
双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型掌握和非连续办法电压型掌握.
三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型掌握的电感电流连续办法拓扑。
C1 的紧张浸染是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在担保稳定的情形下是越小越好.
C2 增加了一个高频极点,降落开关躁声滋扰.
串聯C1 實質是增加一個零點,零點的浸染是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越靠近虛軸,這种效果越好.以是理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越间隔虛軸越近,閉環零點改动系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,以是又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮.
并聯C2 實質是增加一個及點,級點的浸染是增大峰值時間,使系統響應變慢.以是理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此靠近時,系統響應速率相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大
三：环路稳定的标准只要在增益以是环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,以是相位裕量的最佳值为52度旁边,工程上一样平常取45度以上.如下图所示:
为1 时(0dB)全体环路的相移小于360 度,环路便是稳定的.
但如果相移靠近360 度,会产生两个问题:1)相移可能由于温度,负载及分布参数的变革而达到360 度而产生震荡;2)靠近360 度,电源的阶跃相应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的韶光加长,超调量增加.如下图所示详细关系.
以是环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,以是相位裕量的最佳值为52度旁边,工程上一样平常取45度以上.如下图所示:
这里要把稳一点,便是补偿放大器事情在负反馈状态,本身就有180度相移,以是留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿办法都是自动知足的,以是设计时一样平常不用特殊考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,以是一样平常末了合成的全体增益曲线该当为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分偏差非常小,既电源有很好的负载和线路调度率.
四,如何设计掌握环路?常常主电路是根据运用哀求设计的,设计时一样平常不会提
已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.
环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限定:a)喷鼻香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变革,险些无法补偿,我们只有把带宽设计的阔别它,一样平常取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法供应增益的限定,及电容零点受温度影响等.以是一样平常实际带宽取开关频率的1/6-1/10
前考虑掌握环路的设计.我们的条件便是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来磋商环路设计.环路设计一样平常由下面几过程组成:
1)画出已知部分的频响曲线.
2)根据实际哀求和各限定条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.
3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出全体电路的频响曲线.
上述过程也可利用干系软件来设计:如pspice,POWER-4-5-6.一些阐明:
已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.
环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限定:a)喷鼻香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变革,险些无法补偿,我们只有把带宽设计的阔别它,一样平常取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法供应增益的限定,及电容零点受温度影响等.以是一样平常实际带宽取开关频率的1/6-1/10
五,反激设计实例条件:输入85-265V互换,整流后直流100-375V输出12V/5A
低级电感量370uH低级匝数:40T,次级:5T
次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K
电流型掌握时,取样电阻取0.33欧姆
下面分电压型和峰值电流型掌握来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限定,带宽不能很高.1)电流型掌握
假设用3842,通报函数如下
此图为补偿放大部分事理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一样平常取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.
分两种情形:
A)输出电容ESR较大
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.
其余可看到在8K处增益曲线为水平,以是可以直接用单极点补偿,这样可知足-20dB/decade的曲线形状.省却补偿部分的R2,C1.
设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]Rb=19.4K.
8K处功率部分的增益为-20log(1225/33)+20log19.4=-5.7dB由于带宽8K,即8K处0dB
以是8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2piR1C2)=15.42
C2=1/(2piR115.42)=1/(23.1419.415.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大.
Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.
如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升.
三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一样平常取在带宽的1/5旁边,这样在带宽处提升相位78度旁边,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降落了低频增益,使输出调度率降落,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一样平常是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,担保增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K
数值打算:
8K处功率部分的增益为-20log(5300/33)+20log19.4=-18dB
由于带宽8K,即末了合成增益曲线8K处0dB
以是8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6
推出R2=12R1=233Kfp2=1/2piR2C2
推出C2=1/(23.14233K5.4K)=127pF.fz1=1/2piR2C1
推出C1=1/(23.14233K1.6K)=0.427nF.
相位
fo为LC谐振频率,把稳Q值并不是用的打算值,而是履历值,由于打算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相称于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值险些不可能大于4—5.
由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快靠近180度,以是须要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.
元件数值打算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.
兰色为功率部分,绿色为补偿部分,赤色为全体开环增益.
如果相位裕量不足时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.
同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,犹如时用IC的内部运放,只须要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时哀求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就轻微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束.
我想大家看完后纵然不司帐算,出问题时也该当知道改哪里。
