标准三端线性稳压器的压差常日是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能利用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类运用的空想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个紧张部分组成：
1. 导通晶体管
2. 带隙参考源
3. 运算放大器
4. 反馈电阻分压器
在选择 LDO 时，主要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是主要的器件参数。根据详细运用来确定各种参数，将会得到最优的设计。
LDO的静态电流IQ是器件空载事情时器件的接地电流 IGND。 IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率打算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对付 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对付线路和负载的溘然变革有更快的相应。
技巧二采取齐纳二极管的低本钱供电系统
这里详细解释了一个采取齐纳二极管的低本钱稳压器方案。
可以用齐纳二极管和电阻做成大略的低本钱 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多运用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具本钱效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。其余，它的能效较低，由于 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限定流入D1 和 PICmicro® MCU的电流，从而使VDD 保持在许可范围内。由于流经齐纳二极管的电流变革时，二极管的反向电压也将发生改变，以是须要仔细考虑 R1 的值。
R1 的选择依据是：在最大负载时——常日是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以坚持事情所需的电压。同时，在最小负载时——常日是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。
技巧三采取3个整流二极管的更低本钱供电系统
图 3-1 详细解释了一个采取 3 个整流二极管的更低本钱稳压器方案。
我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降落进入的 PICmicro MCU 的电压。这乃至比齐纳二极管稳压器的本钱还要低。这种设计的电流花费常日要比利用齐纳二极管的电路低。
所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变革。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——常日是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，乃至也可能完备不须要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——常日是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够知足 PICmicro MCU 的最低 VDD 哀求。
技巧四利用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电
如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降落至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过掌握 MOSFET Q1 的导通（ON）韶光来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态 （分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。
当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 韶光，可以建立输入和输出电压之间的关系。
对付 MOSFET Q1，有下式：
在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流即是最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。
在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗即是负载电阻。这样在满载事情期间如果溘然卸掉负载，电压过冲能处于可接管范围之内。
在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。
数字连接
在连接两个事情电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据运用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所利用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以得到实际的阈值电平。
技巧五3.3V →5V直接连接
将 3.3V 输出连接到 5V 输入最大略、最空想的方法是直接连接。直接连接须要知足以下 2 点哀求：
• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH
• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL
能够利用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述哀求均知足。
3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于 5V TTL 的VIH （2.0V）
且
3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）。
如果这两个哀求得不到知足，连接两个部分时就须要额外的电路。可能的办理方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。
技巧六3.3V→5V利用MOSFET转换器
如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就须要额外的电路。图 6-1 所示为低本钱的双元件办理方案。
在选择 R1 的阻值时，须要考虑两个参数，即：输入的开关速率和 R1 上的电流花费。当把输入从 0切换到 1 时，须要计入因 R1 形成的 RC 韶光常数而导致的输入上升韶光、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速率可通过下式打算：
由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速率的惟一路子是降落 R1 的阻值。而降落 R1 阻值以获取更短的开关韶光，却是以增大5V 输入为低电平时的电流花费为代价的。常日，切换到 0 要比切换到 1 的速率快得多，由于 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。其余，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的 VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。
技巧七3.3V→5V利用二极管补偿
表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。
从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，纵然来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们须要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。
输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，由于拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。
如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （范例值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也便是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。
注： 为了使电路事情正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压低落。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。
技巧八3.3V→5V利用电压比较器
比较器的基本事情如下：
• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。
• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。
为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。
打算 R1 和 R2
R1 和 R2 之比取决于输入旗子暗记的逻辑电平。对付3.3V 输出，反相电压该当置于VOL 与VOH之间的中点电压。对付 LVCMOS 输出，中点电压为：
如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下，
若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。
经由适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入旗子暗记转换为 5V 输出旗子暗记。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。
注： 要使运算放大器在 5V 供电下正常事情，输出必须具有轨到轨驱动能力。
技巧九5V→3.3V直接连接
常日 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而常日 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。
当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，由于 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，以是，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，条件是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。
如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将涌现问题，由于超出了输入的最大电压规范。可能的办理方案请拜会技巧 10-13。
技巧十5V→3.3V利用二极管钳位
很多厂商都利用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大许可电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要利用钳位二极管来保护输入，仍旧要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流该当始终比较小 （在微安数量级上）。如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻常日在 10Ω 旁边，因此仍需串联一个电阻，限定流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。利用串联电阻的后果是降落了输入开关的速率，由于引脚 （CL）上构成了 RC 韶光常数。
如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示。
技巧十一5V→3.3V有源钳位
利用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。
Q1的基极-发射极结所起的浸染与二极管钳位电路中的二极管相同。差异在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，常日为10-400，取决于所利用的晶体管。
技巧十二5V→3.3V电阻分压器
可以利用大略的电阻分压器将 5V 器件的输出降落到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。
常日，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于 RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在吸收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。
在功耗和瞬态韶光之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入旗子暗记的上升和低落韶光产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和低落韶光可能会过长而无法接管。
如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。
公式 12-2 给出了确定上升和低落韶光的公式。为便于电路剖析，利用戴维宁等效打算来确定外加电压 VA 和串联电阻 R。戴维宁等效打算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限定，对付图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66VS。
例如，假设有下列条件存在：
• 杂散电容 = 30 pF
• 负载电容 = 5 pF
• 从 0.3V 至 3V 的最大上升韶光 ≤ 1 μs
• 外加源电压 Vs = 5V
确定最大电阻的打算如公式 12-3 所示。
技巧十三3.3V→5V电平转换器
只管电平转换可以分立地进行，但常日利用集成办理方案较受欢迎。电平转换器的利用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速率，供用户选择最佳的办理方案。
器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对付SPI，利用单向电平转换器比较得当；对付 I2C，就须要利用双向办理方案。下面的图 13-1 显示了这两种办理方案。
仿照
3.3V 至 5V 接口的末了一项寻衅是如何转换仿照旗子暗记，使之超过电源障碍。低电平旗子暗记可能不须要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送旗子暗记的系统则会受到电源变革的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的仿照旗子暗记，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是由于在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的旗子暗记幅值，与系统较低的共模电压限定可能会发生冲突。
因此，为了补偿上述差异，可能须要某种接口电路。本节将谈论接口电路，以帮助缓和旗子暗记在不同电源之间转换的问题。
技巧十四3.3V→5V仿照增益模块
从 3.3V 电源连接至 5V 时，须要提升仿照电压。33 kΩ 和 17 kΩ 电阻设定了运放的增益，从而在两端均利用满量程。 11 kΩ 电阻限定了流回 3.3V 电路的电流。
技巧十五3.3V→5V仿照补偿模块
该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的仿照电压。下面是将 3.3V 电源供电的仿照电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源，等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。 0.85V等效电压源将涌如今输入真个任何旗子暗记向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中央的旗子暗记将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中央。左上方的电阻限定了来自 5V 电路的电流。
技巧十六5V→3.3V有源仿照衰减器
此技巧利用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的旗子暗记幅值。
要将 5V 仿照旗子暗记转换为 3.3V 仿照旗子暗记，最大略的方法是利用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。然而，这种方法存在一些问题。
1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。
2）衰减器电路可能须要从高阻抗源驱动低阻抗负载。
无论是哪种环境，都须要运算放大器用以缓冲旗子暗记。
所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 16-1）。
电路输出电压与加在输入的电压相同。
为了把 5V 旗子暗记转换为较低的 3V 旗子暗记，我们只要加上电阻衰减器即可。
如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前，那么将为 3.3V 电路供应最低的阻抗。此外，运放可以从3.3V 供电，这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话， 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。
如果衰减器位于单位增益跟随器之后，那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。
技巧十七5V→3.3V仿照限幅器
在将 5V 旗子暗记传送给 3.3V 系统时，有时可以将衰减用作增益。如果期望的旗子暗记小于 5V，那么把旗子暗记直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当旗子暗记靠近 5V 时就会涌现危险。以是，须要掌握电压越限的方法，同时不影响正惯例模中的电压。这里将谈论三种实现方法。
1. 利用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。
2. 利用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。
3. 利用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。
进行过电压钳位的最大略的方法，与将 5V 数字旗子暗记连接至 3.3V 数字旗子暗记的大略方法完备相同。利用电阻和二极管，使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源，同时还不会对仿照性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低，那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。纵然 3.3V 电源有很好的低阻抗，当二极管导通时，以及在频率足够高的情形下，当二极管没有导通时 （由于有超过二极管的寄生电容），此类钳位都将使输入旗子暗记向 3.3V 电源施加噪声。
为了防止输入旗子暗记对电源造成影响，或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容，对前述方法稍加变革，改用齐纳二极管。齐纳二极管的速率常日要比第一个电路中所利用的快速旗子暗记二极管慢。不过，齐纳钳位一样平常来说更为结实，钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话，也可不须要 R1。
如果须要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位，可以利用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降，使得电压恰好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话，可以用 3.3V 供电。
由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。
运放不能改进低电压电路中涌现的阻抗，阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。
技巧十八驱动双极型晶体管
在驱动双极型晶体管时，基极 “驱动”电流和正向电流增益 （Β/hFE）将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动，利用端口电压和端口电流上限 （范例值 20 mA）来打算基极驱动电流。如果利用的是 3.3V 技能，应改用阻值较小的基极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。
RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 解释了如何打算 RBASE。
如果将双极型晶体管用作开关，开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚掌握的负载，应利用最小的 hFE规范和裕度，以确保器件完备饱和。
3V 技能示例：
对付这两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1 mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和，但代价是提高了输入功耗。
技巧十九驱动N沟道MOSFET晶体管
在选择与 3.3V 单片机合营利用的外部 N 沟道MOSFET 时，一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完备饱和的能力。对付 3.3V 运用，所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如，对付具有 3.3V 驱动的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时，不一定能供应满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技能时，应仔细检讨栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数，如图 19-1 所示。轻微减少栅极驱动电压，可以显著减小泄电流。
对付 MOSFET，低阈值器件较为常见，其漏－源电压额定值低于 30V。漏－源额定电压大于 30V的 MOSFET，常日具有更高的阈值电压 （VT）。
如表 19-1 所示，此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时，此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ，因此，它非常适用于 3.3V 运用。
对付 IRF7201 数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不虞味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流，由于对付低于 4.5V 的VGS （th），没有解释规范。对付须要低开关电阻的 3.3V 驱动的运用，不建议利用 IRF7201，但它可以用于 5V 驱动运用。
