作为运用工程师，我们常常碰着各种有关差分输入型高速模数转换器(ADC)的驱动问题。事实上，选择精确的ADC驱动器和配置极具挑 战性。为了使鲁棒性ADC电路设计多少随意马虎些，我们汇编了一套通用\公众路障\"大众及办理方案。本文假设实际驱动ADC的电路—也被称为ADC 驱动器或差分放大器 — 能够处理高速旗子暗记。
弁言大多数当代高性能ADC利用差分输入抑制共模噪声和滋扰。由于采取了平衡的旗子暗记处理办法，这种方法能将动态范围提高2倍，进而改进系统总体性能。虽然差分 输入型 ADC也能接管单端输入旗子暗记，但只有在输入差分旗子暗记时才能得到最佳ADC性能。ADC驱动器专门设计用于供应这种差分旗子暗记的电路—可以完成许多主要的功能，包括 幅度调度、单端到差分转换、缓冲、共模偏置调度和滤波等。自从推出 AD8138,1 往后，差分ADC驱动器已经成为数据采集系统中不可或缺的旗子暗记调理元件。
图1是一种基本的完备差分电压反馈型ADC驱动器。这个图与传统运放的反馈电路有两点差异：差分ADC驱动器有一个额外的输出端(VON)和一个额外的输入端(VOCM) 。当驱动器 与差 分 输入型ADC连接时，这些输入输出端可以供应很大的灵巧性。
与单 端 输出相反，差 分ADC驱动器产生平衡的差分输出旗子暗记—相对付VOCM—在VOP与VON 之间。这里的P指的是正，N指的是负。VOCM输入旗子暗记掌握输出共模电压。只要输入与输出旗子暗记处于规定范围内，输 出共模电压必定即是VOCM输入真个电压。负反馈和高开环增益致使放大器输入真个电压VA+和VA- 本色上相等。
为了便于后面的谈论，须要明确一些定义。如果输入旗子暗记是平衡旗子暗记，那么VIP和VIN 相对付某个公共参考电压的幅度该当是相等的，相位则相反。当输入旗子暗记是单端旗子暗记时，一个输入端是固定电压，另一 个输入真个电压相对这个输入端变革。无论是哪种情形，输入旗子暗记都被定义为 VIP – VIN。
差模输入电压VIN, dm和共模输入电压VIN, cm的定义见公式1和公式2。
虽然这个共模电压的定义运用于平衡输入时很直不雅观，但对单端输入同样有效。
输出也有差模和共模两种，其定义见公式3和公式4。
须要把稳实际的输出共模电压VOUT, cm和VOCM输入端之间的差异，这个差异决定了输出共模电平。
对差分ADC驱动器的剖析比对传统运放的剖析要繁芜得多。为了简化代数表达式，暂且定义两个反馈系数β1和β2，见公式5和公式6。
在大多数ADC驱动运用中 β1 = β2, 但含有 VIP, VIN, VOCM, 1和2项的 VOUT, dm通用闭环公式对付理解β失落配对性能的影响非常有用。VOUT, dm 的打算见公式7，个中包括了与频率干系的放大器有限开环电压增益A(s)。
当 β1 ≠ β2, 差分输出电压取决于VOCM—这不是空想的结果，由于 它产生了偏移，并且在差分输出中有过大的噪声。电压反馈架构的增益带宽积是常数。有趣的是，增益带宽积中的增益是两个反馈系数均匀值的倒数。
当 β1 = β2 ≡ | β, 公式7可以被简化为公式8。
这个表达式大家可能更加熟习。当 A(s) → ∞. 空想的闭环增益可以简化为RF/RG 增益带宽乘积公式看起来也很熟习，个中的\公众噪声增 益 \公众与传统运放一样，即是1/β。
反馈系数匹配的差分ADC驱动器的空想闭环增益见公式9。
输出平衡是差分ADC驱动器的一个主要性能指标，它分两个方面：幅度平衡和相位平衡。幅度平衡用于衡量两个输出在幅度方面的靠近 程度，对付空想放大器来说它们是完备同等的。输出相位平衡用于衡量两个输出的相位差与180°的靠近程度。输出幅度或相位的任何 失落衡都会在输出旗子暗记中产生有害的共模分量。输出平衡偏差（公式10）是差分输入旗子暗记产生的输出共模电压与相同输入旗子暗记产生的输 出差模电压的对数比值，单位是dB。
内部共模反馈环路迫使VO U T, cm即是输入端VOCM的电压，从而达到完美的输出平衡。
将输入端接到ADC驱动器处理高速旗子暗记的系统常常会用到ADC驱动器。分隔间隔超 过旗子暗记波长一小段的器件之间必须用具有受控阻抗的电气传输线连接，以避免 毁坏旗子暗记完全性。当传输线的两端用其特色阻抗端接时可以取得最佳性能。驱动器一样平常放在靠近ADC的地方，因此在它们之间不哀求使 用受控阻抗连接。但到ADC驱动器输入真个引入旗子暗记连接常日很长，必须采取精确电阻端接的受控阻抗连接。
不管是差分还是单端，ADC驱动器的输入阻抗必须大于或即是空想的终端电阻值，以便添加的终端电阻RT能与放大器输入端并联达到 哀求的电阻值。本文谈论的例子中的所有ADC驱动器都设计成具有平衡的反馈比，如图2所示。
由于两个放大器输入端之间的电压被负反馈驱动到零，因此两个输入端处于连接状态，差分输入阻抗RIN就大略地即是2×RG。为了匹配传输线阻抗 RL，须要将由公式11打算得到的电阻RT跨接在差分输入端。图3给出了范例的电阻值，个中 RF = RG = 200 Ω, 空想的 RL, dm = 100 Ω, and RT = 133 Ω.
单端输入的端接更加麻烦。图4描述了采取单端输入和差分输出的ADC驱动器事情事理。
虽然输入是单真个，但 VIN, dm 即是 VIN. 由于电阻RF和RG 是相等和平衡的，因此增益是1，而且差分输出 VOP – VON, 即是输入，即 4 V p-p. VOUT, cm = VOCM = 2.5 V ，而且从下方的反馈电路可以看出，输入电压 VA+ 和 VA– 即是 VOP/2.
根据公式3和公式4， VOP = VOCM + VIN/2, 即2.5V±1V的同相摆幅；VON = VOCM – VIN/2, 即2.5V±1V的反相摆幅。这样，VA+ 和 VA– 的摆幅即是 1.25V±0.5V。The 必须由 VIN 供应的电流互换分量即是 (2 V – 0.5 V)/500 Ω = 3 mA, 因此到地的电阻必须匹配，从 VIN, 看过去为 667 Ω.
当每个环路的反馈系数都匹配时，公式12 便是打算这个单端输入电阻的通式，个中RIN, se是单端输入电阻。
这是打算闭幕电阻的出发点。然而值得把稳的是，放大器增益公式基于零阻抗输入源的假设。由于存在单端输入造成的不平衡而必须 加以匹配的主要源阻抗只会增加上面RG的阻值。为了保持平衡，必须增加下面RG的阻值来实现匹配，但这会影响增益值。
虽然可以为办理端接单端旗子暗记问题而采取一个封闭形式的办理方案，但一样平常利用迭代的方法。不才面的例子中这种需求将变得很明显。
在图5中，为了保持低的噪声，哀求单端到差分增益为1，输入闭幕电阻为50Ω，反馈和增益电阻值在200Ω 旁边。
根据公式12可以算出单端输入电阻为267Ω。公式13表明，并联电阻RT应即是61.5Ω，才能将267Ω输入电阻减小至50 Ω.
图6是带源电阻和终端电阻的电路。带50Ω源电阻的源开路电压为2Vp-p。当源用50Ω端接时，输入电压减小到1V p-p，这个电压也是单位增益驱动器的差分输出电压。
这个电路初看起来非常完全，但不匹配的61.5Ω电阻与50Ω的并联并增加到了上面的RG电阻，这就改变了增益和单端输入电阻，并且造成 反馈系数失落配。在低增益情形下，输入电阻的变革很小，暂时可以忽略，但反馈系数仍旧必须匹配。办理这个问题的最大略方法是增加下面 RG的阻值。图7是一种Thévenin等效电路，个中上方的并联组合用作源电阻
有了这种替代方案后，就可以将2 7. 6Ω的电阻RTS 增加到下面的环路中实现环路反馈系数的匹配，如图8所示。
把稳，1.1V p -p的Thévenin电压要大于1V p-p的精确端接电压，而每个增益电阻增加了2 7. 6Ω，降落了闭环增益。对付大电阻(>1kΩ) 和低 增 益（1或2）来说这些相反的效应基本抵消，但对付小电阻或较高增益来说并不能完备抵消。
图8所示电路现在剖析起来就很随意马虎了，个中的差分输出电压可以用公式14打算。
差分输出电压并不完备即是空想的1Vp-p，但可以通过修正反馈电阻实现终极独立的增益调度，如公式15所示.
图9是用标准1%精度电阻实现的完全电路。
不雅观察: 参考图9，驱动器的单端输入电阻RI N, s e由于RF和RG的改变而变革。驱动器上端环路的增益电阻是200Ω ，下端环路的电阻是 200 Ω + 28 Ω = 228 Ω 。在不同增益电阻值的情形下打算RI N, s e首先哀求打算两个β值，见公式16和公式17。
输入电阻 RIN, se的打算见公式18。
这个值与原来打算的267Ω稍有不同，但对RT的打算没有显著的影响，由于R IN, se与RT 是并联的关系。
如果须要更精确的总体增益，可以利用更高精度或串联的可调电阻。
述的单次迭代方法非常适宜闭环增益为1或2的场合。增益越高，RTS的值越靠近RG值，用公式18打算的RIN, se 值与用公式12打算的RIN, se值之间的差异就越大。在这些情形下哀求采取多次迭代。
多次迭代并不难实现：最近ADI公司发布的可下载的差分放大器打算工具, ADIsimDiffAmp™ （参考文献2）和 ADI Diff Amp Calculator™（参 考文献3）足以担当此任，它们能在几秒内完成上述打算。
输入共模电压范围输入共模电压范围(ICMVR)规定了正常事情状态下可以施加于差分放大器输入真个电压范围。在这些输入端上呈现的电压可以被称为ICMV、 Vacm或VA±。这个ICMVR指标常常被误解。最常碰着的难题是确 定差分放大器输入真个实际电压，特殊是相对付输入电压而言。知道变量VIN, cm、 β和VOCM的值后，当β不相等时利用通式19、当β相等时利用简化公式20就可以打算出放大器的输入电压(VA±)。
记住VA始终是按比例缩小的输入旗子暗记，这一点非常有用（见图4）。不同的放大器类型有不同的输入共模电压范围。ADI公司的高速差分ADC驱动器有两种输入级配置，即中央型和偏移型。中央型ADC驱动器的输入电压离每个电压轨有约1V的间隔（因此叫中央型）。而偏移 型输入级增加了两个晶体管，许可输入端电压摆幅更靠近–VS轨。图10是一个范例差分放大器（Q2和Q3）的简化输入事理图。
偏移型输入架构许可差分放大器处理双极性输入旗子暗记，纵然放大器是采取单电源供电，因此这种架构非常适宜输入是地或地电平以下的单电源运用。在输入端增加的 PNP晶体管(Q1和Q4)可以将差分对的输入电压向上偏移一个晶体管的Vbe电压 。例如，当-IN端电压为-0.3V时，A点电压将为0.7V，许可差分对正常事情。没有 PNP（中央型输入级）时，A点的-0.3V电压将使NPN差分对处于反向偏置状态，因而无法正常事情。
表1供应了ADI公司ADC驱动器的多数指标一览表。对这张表粗略一看就能创造哪些驱动用具有偏移型ICMVR，哪些没有。
表1：高速ADC驱动器的指标。
ADC驱动器ICMVRVOCMADC Noise Budget at 10 Gain of Oversampling Analog Front End供电电压供电电压输出摆幅(V)ISUPPLY (mA)产品型号带宽(MHz)压摆率(V/µs)噪声(nV)±5 V±5 V±3.3 V±3 V±5 V±5 V±3.3 V±3 VAD813236010008–4.7 to +30.3 to 30.3 to 1.30.3 to 1±3.61 to 3.7—0.3 to 1±112AD8137764508.25–4 to +41 to 41 to 2.31 to 2±41 to 41 to 2.31 to 2RR3.2AD813832011505–4.7 to +3.40.3 to 3.2——±3.81 to 3.8——±1.420AD81394108002.25–4 to +41 to 4——±3.51.5 to 3.5——RR24.5ADA4927-1/
ADA4927-2
230050001.4–3.5 to +3.51.3 to 3.7——±3.51.5 to 3.5——±1.220ADA4932-1/
ADA4932-2
100028003.6–4.8 to +3.20.2 to 3.2——±3.81.2 to 3.2——±19ADA4937-1/
ADA4937-2
19006000
2.2
—0.3 to 30.3 to 1.2——1.2 to 3.81.2 to 2.1—±0.839.5ADA4938-1/
ADA4938-2
100047002.6–4.7 to +3.40.3 to 3.4——±3.71.3 to 3.7——±1.237ADA4939-1/
ADA4939-2
140068002.6—1.1 to 3.90.9 to 2.4——1.3 to 3.51.3 to 1.9—±0.836.5输入和输出耦合：互换或直流须要互换耦合还是直流耦合对差分ADC驱动器的选择有很大的影响。输入和输出耦合之间的考虑成分也不同
互换耦合型输入级电路见图11。
对付采取互换耦合输入的差分至差分运用来说，放大器输入端呈现的直流共模电压即是直流输出共模电压，由于直流反馈电流被 输入电容隔离了。其余，直流反馈系数也是匹配的，完备即是单位1。VOCM—和由此得到的直流输入共模电压—常常被设置在电源电压 的一半旁边。具有中央型输入共模范围的ADC驱动器非常适宜这类运用，它们的输入共模电压靠近规定范围的中央。
互换耦合单端至差分运用与对应的差分输入运用非常相似，但在放大器输入端具有共模纹波—按比例缩小的输入旗子暗记\"大众复制品\公众。具 有中央型输入共模范围的ADC驱动器将均匀输入共模电压设定在规定范围的中间，因而能为大多数运用中的纹波供应足够的富余度。
当输入耦合办法可选时，值得人们把稳的是，采取互换耦合输入的ADC驱动器比采取直流耦合输入的相似驱动器耗散更少的功率，因 为两个反馈环路中都不存在直流共模电流。
当ADC哀求输入共模电压与驱动器输出端电压完备不同时，互换耦合ADC驱动器的输出就非常有用。当VOCM值被设在电源电压一半附 近时，驱动器将有最大的输出摆幅，但当驱动哀求非常低输入共模电压的低电压ADC时会涌现问题。走出这个困境的大略方法(图12)是驱动器输出和ADC 输入之间采取互换耦合连接，从驱动器输出中去除ADC的直流共模电压，并许可适宜ADC的共模电平运用于互换耦合侧。例如，驱动器可以事情在单5V 电源和 VOCM = 2.5V,条件下，而ADC可以事情在单1.8V电源，此时在标记为ADC CMV的点必需施加0.9V的输入共模电压。
具有偏移型输入共模范围的驱动器一样平常最适宜事情在单电源直流耦合系统中，这是由于输出共模电压通过反馈环路实现了分压，而且它 的可变分量可以非常靠近地，即负电压轨。当采取单端输入时，输入共模电压由于输入干系的纹波而更靠近负电压轨
采取双电源、单端或差分输入以及互换或直流耦合的系统常日可以采取任一种输入级电路，由于富余度增加了。
表2总结了在输入耦合和电源的各种组合办法下最常用的ADC驱动器输入级电路类型。然而，这些选择未必总是最好的，该当对每个别系进行详细剖析。
表2：耦合和输入级电路选项
输入耦合办法输入旗子暗记电源输入类型任意任意双电源中央型互换耦合单端单电源中央型直流耦合单端单电源偏移型互换耦合差分单电源中央型直流耦合差分单电源中央型输出摆幅为了最大化ADC的动态范围，该当将它驱动到满输入范围。但须要把稳：将ADC驱动得太厉害可能有损输入电路，而驱动不足的话又会降 低分辨率。将ADC驱动到满输入范围并不虞味着放大器输出幅度必须达到最大。差分输出的一个紧张好处是每个输出幅度只需达到传 统单端输出的一半。驱动器输出可以阔别电源轨，从而减少失落真。不过对单端驱动器来说没有这个好处。当驱动器输出电压靠近电压轨时，放大器将丢失线性度，并引入失落真。
对付对每一毫伏的输出电压都有哀求的运用来说，表1显示相称多的ADC驱动器能够供应轨到轨输出，其范例富余量从几毫伏到几百毫伏不等，详细取决于负载
图13是 ADA4932在各种频率下的谐波失落真与 VOCM的关系图，是范例输出摆幅在每个轨1.2V内（富余量确定的。输出摆幅是旗子暗记的VOCM与VPEAK之和(1V )。值得把稳的是，失落真在2.8V 以上（3.8 VPEAK或5V往下1.2V）开始迅速增加。在低端，失落真在2.2V (-1 VPEAK)时仍很低。同样的征象还将涌如今带宽和压摆率的谈论中。
噪声ADC的非空想特性包括量化噪声、电子或随机噪声和谐波失落真。在大多数运用中主要的一点是，噪声常日是宽带系统中最主要的性能指标。
所有ADC内部都存在量化噪声，并且取决于位数n，n越大量化噪声就越小。由于纵然\"大众空想\"大众转换器也有量化 噪声，因此量化噪声可以用作比较随机噪声和谐波失落真的基准。ADC驱动器的输出噪声该当靠近或低于ADC的随机噪声和失落真。下面先谈论 ADC噪声和失落真的特色，然后先容如何衡量ADC驱动器噪声与ADC性能之间的关系。
量化噪声产生的缘故原由是ADC将具有无限分辨率的仿照旗子暗记量化成有限数量的离散值。n位ADC有2n个二进制值。两个相邻值之间的差代 表了可以分辨的最小差值，这个差值被称为量化等级的最低有效位(L S B)，或q。因此一个量化等级即是转换器量程的1/2n。如果一个不 断变革的电压经由一个完美的n位ADC转换，然后转换回仿照旗子暗记，再从ADC输入中减去这个旗子暗记，那么差值看起来就像噪声。它有一个 公式21打算所得有效值(rms)：
从这里可以得出n位ADC在其奈奎斯待带宽上的旗子暗记与量化噪声比的对数(dB)公式22，这也是n位转换器所能取得的最佳信噪比(SNR)。
ADC中的随机噪声 包含了热噪声、散粒噪声和闪烁噪声，一样平常要大于量化噪声。由于ADC的非线性产生的 谐波失落真会在输出旗子暗记中产生 与输入旗子暗记谐波有关的有害旗子暗记。 总的谐波失落真和噪声 (THD + N)是一个主要的ADC性能参数，它衡量了电子噪声和谐波失落真与靠近ADC满 量程输入范围的仿照输入旗子暗记之间的关系。电子噪声积分的带宽包括了所要考虑的末了一个谐波频率。THD中的\"大众T\公众（ttotal，总和）包括了前五个谐波失落真分量，是连同噪声一起的和的平方根，见公式23。
公式23中的v1是输入旗子暗记，v2到v6是前五个谐波失落真分量， vn是ADC的电子噪声。
T HD+噪声）的倒数被称为旗子暗记与噪声失落真比，简称SINAD，常日用dB表示，见公式24。
如果SINAD被旗子暗记与量化噪声比代替（公式22），我们就能定义转换用具有的有效位数(ENOB)，条件是这个转换器的旗子暗记与量化噪声比与SINAD相同（公式25）。
ENOB也能用SINAD项表达，见公式26。
ENOB可以用来比较ADC驱动器的噪声性能和ADC的噪声性能，进而判断是否适宜驱动这个ADC。图14是一个差分ADC噪声模型。
公式27表明了常日情形下当 β1 = β2 ≡ β时，八个噪声源中每个源对总输出噪声密度的贡献。
总输出噪声电压密度vno, dm是通过打算这些分量的和平方根得到的。将这些公式输入电子表格是打算总输出噪声电压密度的最好办法。ADI公司网站上还新推出了ADI差分放大器打算器（参考文献3），用它能快速打算噪声、增益和差分ADC驱动器的其它参数值。
现在可以将ADC驱动器的噪声性能与ADC的ENOB作一比较。描述这一过程的例子是为采取5V电源事情的 AD9445 ADC选择和评估一款增益为2、2V 满量程输入的差分驱动器。它能处理用一个单极点滤波器限定、占用50M H z(-3d B)带宽的直接耦合宽带旗子暗记。从数据手册中记载的各种条件下的 ENOB参数列表中可以创造：对应50MHz的奈奎斯特带宽，ENOB=12位。
ADA4939 是一款能够被直接耦合的高性能宽带差分ADC驱动器。在 噪声性能方面它是驱动AD9445的得当产品吗？A DA4939数据手册针对近似为2的差分增益推举的RF=402Ω、RG=200Ω，数据手册给出的 这种情形下的总输出电压噪声密度为9.7nV/Hz。
首先打算给定恒定输入噪声功率谱密度下的系统噪声带宽BN，它是输出与决定系统带宽的实际滤波器相同噪声功率的等效矩形低通滤波器的带宽。对付一个单极滤波，BN即是π/2乘以3dB带宽，如公式28所示。
然后在系统带宽的平方根内对噪声密度进行积分，得到输出噪声有效值（公式29）。
假定噪声幅度呈高斯分布，那么峰峰值噪声的打算可以利用常见的±3σ门限（在99.7%的韶光内噪声电压摆幅位于这些门限之间），见公式30：
现在可以在12位ENOB、2V满量程输入范围根本上对驱动器的峰峰输出噪声和AD9445 LSB的1 LSB电压进行比较，个中LSB的打算见公式31。
相对付12位ENOB，驱动器的峰峰输出噪声与ADC的LSB具有可比性。因此从噪声角度看，A DA4939驱动器非常适宜这种运用。终极还必须通过搭建和测试驱动器/ADC组互助出决定。
电源电压考虑电源电压和电流是缩小ADC驱动器选择范围的快速路子。表1供应了不同电源电压下ADC驱动器性能的快速查找表。电源电压会影响带宽、旗子暗记摆幅和ICMVR 。衡量这些指标并进行反复权衡对差分放大器的选择而言至关主要。
电源抑制 (PSR)是其余一个主要的参数。作为放大器输入的电源引脚的浸染常常被人忽略。电源线上或耦合进电源线的任何噪声对输出旗子暗记都有潜在的毁坏浸染。
考虑ADA4937-1的电源线上存在60MHz、50mVp-p的噪声这样一个例子。它的PSR在50MHz时是-70dB，这意味着电源线上的噪声在放大器 输出端将被减少到约16μV。在1V满量程输入的16位系统中，1 LSB是15.3μV，因此电源线上的这个噪声将\公众淹没\"大众LSB。
这种情形可以通过增加串联表贴铁氧体磁珠L1/ L 2和并联旁路电容C1/C2（图15）加以改进。
在50MHz时，磁珠的阻抗是60Ω，10nF(0.01μF)电容的阻抗是0.32Ω，由这两种元件组成的衰减器可以供应45.5dB的衰减（公式32）
上述分压式衰减加上-70d B的PSR统共可供应115d B的抑制效果，因而可将噪声减小到远低于1 LSB的90nVp-p旁边。
谐波失落真频域中的低谐波失落真在窄带和宽带系统中都很主要。驱动器中的非线性会在放大器输出端产生单频谐波失落真和多频互调失落真。
在噪声剖析例子中利用的方法可以同样运用于失落真剖析，即对ADA4939的谐波失落真与2V满量程输出时AD 94 45 12位ENOB的1 LSB进行比较。一个ENOB LSB在噪声剖析中代表488μV。
The distortion data in the ADA4939 specification table is given for a gain of 2, comparing 2nd and 3rd harmonics at various frequencies. Table 3 shows the harmonic distortion data for a gain of 2 and differential output swing of 2 V p-p.
表3：ADA4939的二次和三次谐波失落真
参数谐波失落真HD2 @ 10 MHz–102 dBcHD2 @ 70 MHz–83 dBcHD2 @ 70 MHz–83 dBcHD2 @ 100 MHz–77 dBcHD2 @ 10 MHz–101 dBcHD2 @ 70 MHz–97 dBcHD2 @ 100 MHz–97 dBc这些数据表明，谐波失落真随频率增加而增加，并且在感兴趣带宽(50M Hz)内二次谐波失落真要比三次谐波失落真糟糕。在比感兴趣频率更 高的频率点的谐波失落真值较高，因此它们的幅度可能被系统频带限定功能所降落。如果系统有一个50MHz的砖墙式滤波器，那么就只须要考虑超过25MHz 的频率点，由于更高频率的所有谐波将被滤波器滤除。只管如此，我们还是要评估频率最高为50MHz的系统，由于目 前的所有滤波器对谐波的抑制可能都不足，失落真分量可能混叠回旗子暗记带宽内。图16给出了ADA4939在各种电源电压和2Vp-p输出时的谐波失落真与频率的关系。
50MHz时的二次谐波失落原形对付2Vp-p输入旗子暗记来说大约是-88dBc。为了比较谐波失落真水平和1 ENOB LSB，这个谐波失落真值必须被转换成电压值，如公式33所示。
这个失落真值只有80μVp-p，或1 ENOB LSB的16%。因此，从失落真的角度看，可以认为ADA4939是AD9445 ADC驱动器的很好选择。
由于ADC驱动器是负反馈放大器，输出失落真取决于放大器电路中的环路增益值。负反馈放大器固有的开环失落真将被减少 1/(1+L G)倍，个中LG代表可用环路增益。
放大器的输入（偏差电压）被乘以一个大的前向电压增益A(s)，然后通过反馈系数β传送到输入端，再通过调度输出使偏差最小。这样， 这类放大器的环路增益为A(s)×β。随着环路增益（A(s), β或两者）的降落，谐波失落真将增加。电压反馈放大器，如积分器，被设计在直流 和低频率处具有大的A(s)，然后随着1/f在规定高频点趋向于1而发生滚降。随着A(s)的滚降，环路增益低落，失落真增加。因此谐波失落真参数是A(s)的倒数。
电流反馈放大器将偏差电流用作反馈旗子暗记。偏差电流被乘以一个大的前向互阻T(s)而转换成输出电压，然后通过反馈系数 1/R F将输出电压转换成反馈电流，以便使输入偏差电流最小。因此空想的电流反 馈放大器的环路增益是 T(s) × (1/RF) = T(s)/RF。同 A(s)一样, T(s)也有一个 大的直流值，并随着频率的增加而滚降，从而降落环路增益，增加谐波失落真。
环路增益还直接取决于反馈系数1/RF。空想电流反馈放大器的环路增益并不取决于闭环电压增益，因此谐波性能不会随着闭环增益 的增加而低落。在实际的电流反馈放大器中，环路增益确实某种程度上取决于闭环增益，但不会达到电压反馈放大器中那样的程度。因此对付高闭环增益和低失落真的运用来说，电流反馈放大器，比如 ADA4927, 是比电压反馈放大器更好的选择。从图17可以看出随着闭环增益的增加失落真性能保持得有多好。
带宽和压摆率在ADC驱动器运用中特殊主要。一样平常情形下，器件的带宽是指小旗子暗记带宽，而压摆率衡量的是大旗子暗记摆幅时放大器输出真个最大变革率。
EUBW（有效可用带宽） , 一 个类似于ENOB（有效位数）的首字母缩略词，用于描述带宽。许多ADC驱动器和运放自称有很宽的带宽指标， 但并不是所有带宽都是可用的。例如，-3dB带宽是丈量带宽的一种传统方法，但它并不虞味着所有带宽是可用的。-3dB带宽的幅度和 相位偏差的利用比实际\"大众截止\"大众频率要早十年。那么什么是放大器的EUBW？如何确定它的大小？确定可用带宽的一个极好方法是查询数据手册上的失落真图。
图18表明，为了使二次和三次谐波保持大于-80dBc，这个ADC驱动器不应用于超过60MHz的频率。由于每个运用都不尽相同，系统哀求将 成为具有足够带宽和足够失落真性能的得当驱动器的选择准则。
压摆率，一种大旗子暗记参数，指的是放大器输出在没有过高失落真的情形下能够跟踪输入的最大变革率。以压摆率考虑正弦波输出
公式34在过零点的导数（变革率）即最大变革率，它即是：
个中 dv/dt max是压摆率，Vp是峰值电压，f即是满功率带宽(FPBW)。推算FPBW：
因此，在选择ADC驱动器时，重点要考虑增益、带宽和压摆率(FPBW)，以确定放大器是否足够知足运用哀求。
稳定性关于差分ADC驱动器的稳定性考虑与运放是一样的，关键参数是相位余量。虽然特定放大器配置的相位余量可以从数据手册中获取， 但在实际系统中由于PCB版图中的寄生效应这个相位余量会有显著降落。
负电压反馈放大器的稳定性取决于其环路增益的大小和符号， A(s) × β. 差分ADC驱动器要比范例的运放电路轻微繁芜一点，由于它 有两个反馈系数。在公式7和公式8的分母中可以见到环路增益。公式37供应了在反馈系数不匹配(β1 ≠ β2)情形下的环路增益。
当反馈系数不匹配时，有效反馈系数是两个反馈系数的大略均匀值。当它们匹配并被定义为β时，环路增益可以简化为 A(s) × β.
要想使反馈放大器稳定，其环路增益不许可即是-1（相称于相位偏移-180°、幅度为1）。对付电压反馈放大器来说，其开环增益频率图上环路增益 值即是1（即0dB）的点正是A(s)值即是反馈系数倒数的地方。对付基本的放大器运用，反馈是纯阻性的，在反馈环路中不会引入 相位偏移。在反馈系数匹配的情形下，与频率无关的反馈系数倒数 1 + RF/RG常日被称为噪声增益。如果将以 dB为单位的恒定噪声增益与开环增益A(s)绘制在同一张图上，那么两条曲线的交叉点便是环路增益为1或0dB的地方。在这个频率点的A(s) 相位与-180°之间的差值被定义为相位余量。为了稳定事情，这个相位余量应大于或即是45°。图19给出了 RF/RG = 1 （噪声增益 =2）时A DA4932的单位环路增益点和相位余量。
进一步不雅观察图19可以创造，A DA4932在噪声增益为1（每个环路中100%反馈）时有约50°的相位余量。虽然让ADC驱动器事情在零增益有点不切实际，但这一结果表明，A DA4932可以稳定事情在小数差分增益(如RF/RG=0.25，噪声增益=1.25 )。并不是所有差 分ADC驱动器都能这样。最小稳定增益可以在所有ADC驱动器的数据手册中找到。
电流反馈ADC驱动器的相位增益同样可以从开环相应中止定。电流反馈放大器不再利用前向增益A(s)，而是 使 用前向互阻T(s)，并 将误 差电流用作反馈旗子暗记。带匹配反馈电阻的电流反馈驱动器的环路增益即是T(s)/RF，因此电流反馈放大器环路增益幅度在T(s)=RF时即是1（即0dB）。这个点在开环互阻和相位图上很随意马虎找到，定位方法与电压反馈放大器相同。把稳，绘制电阻与1kΩ的比值能使阻值表示在对数图上。图20给出了RF=300时A DA4927电流反馈差分ADC驱动器的单位环路增益点和相位余量。
300 Ω反馈电阻水平线与互阻幅度曲线的交叉点是环路增益为0dB的地方。在 这个频率点，T(s)的相位靠近-13 5°，因此 有45°的相位余量。相位余量和稳定性随RF的增加而增加，随RF的减小而减小。电流反馈放大器应始终利用具有足够相位余量的纯电阻反馈
PCB版图在稳定的ADC驱动器设计好后，还必须在PCB上实现。由于电路板存在寄天生分，总是会丢失一些相位余量，因此电路板的寄生效应必 须保持最小，个中特殊要关注的是负载电容、反馈环路电感和求和节点电容。每种寄生电抗都会给反馈环路增加迟滞性相位偏移，从而减小相位余量。由于 PCB版图设计不良可能导致20°以上的相位余量丢失。
在利用电压反馈放大器时最好利用尽可能小的RF，以便最小化由 RF和求和节点电容组成的极点引起的相位偏移。如果哀求利用大的RF，寄生电容可以用跨接每个反馈电阻的小电容CF进行补偿，对CF的哀求是RFCF即是RG乘以求和节点电容。
PCB版图是设计中末了的必要步骤之一。遗憾的是，它也是设计中最随意马虎被忽略的步骤之一，纵然性能高度依赖于版图设计的高速电路 也是如此。马虎或拙劣的版图设计可能降落一个高性能设计的性能，乃至使它不能事情。虽然本文无法涵盖精确高速PCB 设计的所有方面，但还是要先容一些关键点。
寄天生分将危害高速电路的性能。寄生电容是由元器件的焊盘、走线、地平面或电源平面引起的。没有地平面的长走线将形成寄生电 感，进而导致瞬态相应中的振铃和其它不稳定征象。寄生电容在放大器的求和节点处特殊危险，由于它会在反馈相应中引入一个极点， 造成尖峰和不稳定。一种办理方案是确保ADC驱动器安装和反馈元件焊盘下方区域的所有电路板层都是干净的地和电源平面。
要使有害寄生电抗最小，首先要使所有走线尽可能短。RF-4印制板的外层50Ω走线产生的寄生参数大约为2.8p F/英寸和7n H/英寸。内层50Ω走线的寄生电抗将在此根本上增加约30%。还要确保在长走线下方有地平面，以使走线电感最小。保持短小的走线有助于减小寄生电容和寄生电感—并保持设计的完全性。
电源旁路是版图设计中另一个主要的考虑成分。确保电源旁路电容和VOCM旁路电容尽可能靠近放大器引脚放置。其余，在电源上利用 多个旁路电容有助于确保为宽带噪声供应低阻抗路径。图21给出了一个带旁路和输出低通滤波器的范例差分放大器事理图。低通滤波 器用于限定进入ADC的带宽和噪声。空想情形下，电源旁路电容回路靠近负载回路，这有助于减小地平面中的环流，从而改进ADC驱动 器性能（图22a和图22b）。
利用地平面和一样平常的接地技巧是一个详细而繁芜的课题，不在本文谈论的范围之内。不过有几个要点须要指出，见图22a和图22b。首先，只在一个点将仿照和数字地连接在一起，记住只是单点接地。这样做可以使地平面中仿照和数字电流的交互浸染最小，而这种交互终极将导致系统中产生\公众噪声\公众。其余，要将仿照电源终接到仿照电源 平面，数字电源终接到数字电源平面。对付稠浊旗子暗记IC，要将仿照回路终接到仿照地平面，将数字地回路终接到数字地平面。
有关高速PCB版图设计的详细谈论请参考 A Practical Guide to High-Speed Printed-Circuit-Board Layout3 。
我们希望当您用ADC驱动器进行设计时这里供应的材料有助于您更加全面地考虑浩瀚必要成分。理解差分放大器—并在项目开始时就留神ADC驱动器设计的细节—将使设计过程中发生的问题最少，并使您阔别ADC驱动器故障。
