非常情形的思考
1、电流倒灌
集成电路的范例模型如下：
1、 D1在大多数CMOS集成电路中起着防静电功能.同时赞助起着输入端限幅浸染。但是在ABT,LVT,LVC和AHC/AHCT类集成电路中无此二极管。
2、D2是半导体集成所产生的寄生二极管(存在于所有数字集成电路),其赞助功能为对线路反射的下冲旗子暗记进行限幅，供应一些放电保护功能。
3、D3用于保护CMOS电路在放电时的滋扰。在大多数双极性器件中也存在此二极管，但为寄生二极管。在集电极开路和三态输出的双极性器件中无此二极管。
4、D4在所有集成电路中均存在此二极管。它是器件的集电极或漏极的二极管。在双极性器件中还附加了一个肖特基二极管对线路反射的下冲旗子暗记进行限幅。在CMOS电路中附加了二极管以增加防静电功能。
电流倒灌产生的缘故原由：
当利用CMOS型器件作为接口芯片在如下图所示的电路中利用时，如果Vcc2断电，Vcc1连续供给G1，G1的高电平输出电流将通过D1向Vcc2上的电容充电（该充电电流将使D1迅速过载并使其破坏。CMOS器件中D1只能承受20mA的电流）并在Vcc2上建立一电压，该电压使利用Vcc2供电的其它电路事情不正常，特殊使可编程器件。
办理方法：
如图（a）：在旗子暗记线上加一个几欧姆的限流电阻，可防止过流破坏二极管D1，但不能办理灌流在Vcc上建立电压；
如图（b）：在旗子暗记线上加二极管D3及上拉电阻R，D3用于阻断灌流利路，R办理前级输出高电平时使G1的输入保持高电平。此方法即可办理灌流破坏二极管D1的问题，又可办理灌流在Vcc上建立电压。缺陷是二极管D3的加入降落了G1的低电平噪声容限；
如图（c）：在G1的电源上增加二极管D7。缺陷是前级输出高电平时，G1通过D1得到电压并从输出高电平给后级电路。同时降落了G1的供电电压，使其在正常利用时高电平输出电压降落。
最有效的办理方法是利用双极型的器件（如LS器件，ABT器件）作为接口，由于双极型器件没有保护二极管D1存在，故不存在上述灌流利路。须要把稳的是这时接口的输入、输出旗子暗记线上不能加上拉电阻（双极型器件输入悬空当高电平对待）。
2、热插拔设计
Ø 热插拔对电源的影响
电路板上电或热插拔时会从电源拉出很大的启动电流并导致电源电压的颠簸，此征象掌握不当将影响系统中其它电路的正常利用，乃至导致全体系统的破坏。
热插拔电路的最低哀求是供应浪涌电流限定，防止在大的容性负载加电时全体系统破坏。限流功能还有助于减小供电电源的尺寸，并防止在连接器打仗时产生电弧。其它热插拔特性还包括：低等效串联电阻、断路器、状态指示、双插入点检测和电源就绪指示。
目前我公司的产品除个别处理机对电源采纳上电限流方法外，别的电路板利用PTC对负载过流进行限定，但没有上电限流方法。
最大略的限流元件是保险丝，它可以单独利用或与其它保护元件合营利用，由于保险丝可以有效地防止过流的冲击，它们在系统中既是必须的(如UL 标准的规定)，也是系统碰着灾害性故障时的终极防线。标准保险丝的紧张毛病是只能一次性利用，其余一种可替代的小型器件是多重保险丝，这种保险丝的物理尺寸可以根据流过其自身电流所产生的热量而膨胀或缩短，多重保险丝的事情电压范围受温度的限定，但它能够自复位，这是相对付标准保险丝的最大优点。
普通热插拔电路由电容、齐纳管和FET 构成，如下图所示。通过对连接在Q1 栅、源极之间的电容C1 充电达到限定浪涌电流的目的。如果上电期间C1 放电，Q1 的栅极与源极相称于短路，Q1 将坚持开路。C1 充电时，Vgs增大，Q1 缓慢开启。C1 的大小和Q1 的Vgs指标确定了Q1 的开启韶光和负载电容C2 的充电韶光。齐纳管ZD1 用于防止栅-源电压超出其最大额定值。
Ø 接口IC的热插拔
电路板上电或热插拔时如果处理不当，会通过旗子暗记线对系统中的其它电路板的正常利用造成影响，也可能造成接口IC的软损伤或硬破坏。以是在系统及电路板设计时应只管即便知足以下哀求：
电路板在热插拔时必须担保地端子首先连接，这是电路板正常事情的根本。在多电源系统，特殊是有负电源同时利用的系统中，如果热插拔时不能担保电路板的地端子首先连接，则应只管即便不在电路板的负电源上利用大容量的电容，由于在此情形下可能使电路板的地电位偏离到负电位，使接口IC的输入、输出管脚对地电压超过其耐受范围，造成接口IC管脚的破坏。
1、利用输入或输出端不带对电源保护二极管的IC；
2、利用具有上电三态功能的IC。
精确的电路板上电次序应为：
首先连接电路板的地；
其次连接电路板的电源；
连接电路板的复位端子；
末了连接电路板的旗子暗记端子；
3、过流保护
过流保护技能在电源设计中利用较普遍，在电路板设计中可以借鉴。由于器件事情不正常或故障破坏等缘故原由可能造成电路板电源过流，对此如果不加以限定可能给系统带来灾害性后果。
在电路板的电源入口处串联小阻值的PTC元件可对电源进行有效保护，当电路板产生过流时，流过PTC的电流增大，使PTC温度升高，同时其阻值增大，限定电流的进一步增加，使进入电路板内的电流限定在一个较小的范围内，对电路板可有效起到保护浸染，同时不至于影响其它电路板的正常事情。利用PTC的另一个优点是可重复性，当过流条件不存在后，PTC的温度低落，阻值回到常态，不影响其正常利用。
选择PTC时须要把稳其耐压、不动作电流及静态电阻和动作韶光。
案例：我们OC的输出，掌握电磁阀。电磁阀一端接12V，一端接OC输出。但是在安装过程中，时常涌现：由于施工欠妥心，OC直接与12V短路，导致三极管、或者MOS管，直接失落效，导致现场大量三极管烧毁。
经由优化，可以通过下面电路，预防过流，导致三极管损毁。
高速旗子暗记设计的思考
4、旗子暗记完全性
电旗子暗记（电流、电压旗子暗记）在沿导线传输的过程中，由于分布电感、电容和电阻的存在，导线上各点的电旗子暗记并不能立时建立，而是有一定的滞后，离旗子暗记源越远，电压波和电流波到达的韶光越晚。当导线的阻抗有变革（如背板线与电路板内的旗子暗记线、接插件等）或负载阻抗与线路阻抗不匹配时，将对电旗子暗记产生反射和折射。
如下图所示，由于反射波的存在，始端输入旗子暗记并不是空想的阶跃电压，而是具有一定前沿韶光的脉冲旗子暗记。
上图中旗子暗记的宽度大于旗子暗记的传输延迟（36nS），若旗子暗记宽度小于旗子暗记的传输延迟，旗子暗记将不能传输到终点，系统将失落控。
最大匹配线长度打算：
方法1：
定义：旗子暗记在传输线上的反射波的振荡过程如果在芯片的传输延迟韶光内，反射波将不影响芯片的事情，将旗子暗记在传输韶光内所传播的间隔称作最大匹配线长度，当传输线超过匹配长度时，称为长线传输，此时须要考虑采纳方法抑制反射波滋扰。
lmax的长度表示为：
式中：tPD――数字电路的传输延迟韶光（ns）
V――电磁波速率，（1.4~2）×108m/s
K――履历常数，取k＝4～5
例如，取k＝4，v＝2×108m/s，求得下面几组最大匹配线长度：
数字电路的传输延迟韶光tPD（ns）
最大匹配线长度lmax（m）
50
2.5
40
2.0
30
1.5
25
1.25
20
1
15
75cm
10
50cm
5
25cm
1
5cm
对付TTL系列电路而言，其动作韶光为5～10ns，CMOS系列电路的动作韶光为25～50ns，HC系列电路的动作韶光与TTL系列相仿。系统中每每是多种系列器件稠浊利用，故应以TTL系列器件对应的lmax为准。以是传输线长度lmax可取25cm。也便是说，当传输线长度超过25cm时，应采纳抑制反射波滋扰方法。
方法2：
定义：如果旗子暗记在传输线上来回一次的韶光比旗子暗记的上升韶光短，则认为该传输线不匹配也不会对旗子暗记产生影响。
如下图所示，就同一条线路而言，具有不同上升韶光（低落韶光）的数字电路驱动相同的负载（3英寸长的无匹配旗子暗记线，负载电容15pF），其输出旗子暗记的波形大不相同。上一个波形表示1986年生产的驱动器的（上升/低落韶光为5ns）输出波形，波形很好，可以利用；下一个波形表示1996年生产的驱动器（上升/低落韶光为1/2ns）的输出波形，波形很差，不能利用。
《High Speed Digital Design》一书中推举的最大传输线打算公式如下
lmax=（V×tr/6）×10－9（m）
式中：V：电磁波传播速率（3×108m/s）；
tr：旗子暗记上升韶光，即从10％上升到90％的韶光（ns）；
注：该打算公式与数字电路的传输延迟韶光无关。并且将旗子暗记在传输线上来回一次的韶光限定在旗子暗记上升韶光的1/3内。
例如：设一器件的tr为10ns,则当其驱动的旗子暗记线长度大于50cm时就须要当长线传输来对待；而对一个tr为1ns的器件,则当其驱动的旗子暗记线长度大于5cm时就须要当长线传输来对待。
须要把稳的是：两种长线的打算办法都与旗子暗记的频率无关
旗子暗记在传输线上的反射情形剖析：
根据电压反射系数的定义有
Fv＝（Z2－Z1）/（Z2＋Z1）
当传输线特性阻抗Z1与负载阻抗Z2相等（匹配）时，电压反射系数为零，即此时不会发生反射；
当Z2＜Z1时，电压反射系数为负值，即反射电压为负，随着反射的进行，电压迅速达到平衡状态。分外情形Z2＝0，反射系数Fv＝－1，电压反射一次后终端电压即达到零状态。由此可见，降落负载电阻由助于消弱反射滋扰；
当Z2＞Z1时，电压反射系数为正值，即反射电压为正。分外情形Z2＝∞，即负载处于开路，反射系数Fv＝1，这样，反射过程将是一个持续的振荡过程。由此可见，当负载电阻很大时，对抑制反射滋扰十分不利。
CMOS系列或HC系列器件的输入阻抗很高，在利用中除随意马虎引起静电滋扰外，还随意马虎传输反射波滋扰，因此在长线传输利用时须要把稳采纳相应方法如输入引脚对电源或地接入负载电阻以降落输入阻抗；或者直接采取长线驱动型器件。
常用的抑制或削弱反射波滋扰的方法有：
1、阻抗匹配：
根据反射理论，当传输线的特性阻抗与负载电阻相等时，反射将不会发生。
即阻抗不匹配是造成旗子暗记在传输线上反射的缘故原由。实际的电路实现中阻抗不匹配是绝对的，而匹配是相对的。
引起阻抗不匹配的缘故原由有多种，由驱动源、传输线和负载的阻抗不同可引起阻抗不匹配、传输线的不连续，例如导通孔、短截线也可引起阻抗不匹配；其余由于返回路径上局部电感、电容的变革、返回路径不连续也会导致阻抗不连续。个中，由驱动源、传输线和负载的阻抗不同引起的阻抗不匹配是最紧张的缘故原由。
阻抗匹配方法有以下几种：
2、 采取输入/输出驱动器
如下图所示，当A点为低电平时，反射波从B向A传输。由于此时驱动器的输出阻抗险些为零，反射旗子暗记一到达该输出端就有相称部分被接管掉，只剩下部分旗子暗记连续反射。也就时说，由于反射旗子暗记碰着的时低阻抗，它的反射能力大大减弱。当A点为高电平时，发送器的输出阻抗很大，可视为开路，为了降落吸收器的输入阻抗，接入一个负载电阻，这样就大大削弱了反射波的滋扰。
3、降落输入阻抗
如下图所示，当驱动器输出低电平时，A点对地阻抗很低；当驱动器输出高电平时，B点对地阻抗也很低。由此可见，无论是输出高电平还是低电平，反射波都将很快衰减。
4、 采取光电耦合
除可有效抑制反射波滋扰外，还实现了旗子暗记地隔离。
5、 采取差分传输技能
利用差分旗子暗记进行长线传输有一个很主要的缘故原由是噪声以共模的办法在一对差分线上耦合涌现，并在吸收器中相减从而可肃清噪声。
常用的差分传输技能有ECL、PECL、LVDS及GLVDS.
ECL和PECL技能的旗子暗记摆幅依赖于供电电压，ECL哀求负的供电电压，PECL利用正的供电电压。
GLVDS是一种发展中的尚未确定的新技能，利用500mV的供电电压可供应250mV 的旗子暗记摆幅。
LVDS物理接口利用1.2V偏置供应400mV摆幅的旗子暗记，其驱动器和吸收器不依赖于特定的供电电压。LVDS驱动器由一个驱动差分线对的电流源组成，常日电流为3.5mA，吸收用具有很高的输入阻抗，因此驱动器输出的电流大部分都流过100Ω的匹配电阻，并在吸收器的输入端产生大约350mA 的电压。当驱动器翻转时，它改变流经电阻的电流方向，因此产生有效的逻辑″1″和逻辑″0″状态。低摆幅驱动旗子暗记实现了高速操作并减小了功率花费，差分旗子暗记供应了适当噪声边缘和功率花费大幅减少的低压摆幅。终端电阻100Ω，不仅终止了环流旗子暗记，同时防止旗子暗记在终端发生反射。如下图所示：
差分传输办法的终端匹配方法比较：
如下图所示的两种差分传输办法的终端方法，第一种方法采取单电阻终端，第二种方法采取双电阻终端。
第一种方法对差模旗子暗记进行匹配，但不对共模旗子暗记匹配。在共模滋扰比较空想的情形（滋扰旗子暗记同时到达A、B线，并且幅度相同）下可以很好的事情，但由于布线等缘故原由造成A、B传输线受滋扰情形不完备同等时，滋扰旗子暗记会在传输线上来回反射，特殊是在传输时钟旗子暗记，并且传输线延时即是1/4时钟周期时，滋扰旗子暗记可能在线路上来会反射形成自激。
第二种方法对每条传输线单独进行匹配，该方法对共模旗子暗记和差模旗子暗记同时匹配，故不会在传输线上产生反射。
5、电源完全性
1.为什么要重视电源噪声问题
芯片内部有成千上万个晶体管，这些晶体管组成内部的门电路、组合逻辑、寄存器、计数器、延迟线、状态机、以及其他逻辑功能。随着芯片的集成度越来越高，内部晶体管数量越来越大。芯片的外部引脚数量有限，为每一个晶体管供应单独的供电引脚是不现实的。芯片的外部电源引脚供应给内部晶体管一个公共的供电节点，因此内部晶体管状态的转换一定引起电源噪声在芯片内部的通报。
对内部各个晶体管的操作常日由内核时钟或片内外设时钟同步，但是由于内部延时的差别，各个晶体管的状态转换不可能是严格同步的，当某些晶体管已经完成了状态转换，另一些晶体管可能仍处于转换过程中。芯片内部处于高电平的门电路会把电源噪声通报到其他门电路的输入部分。如果接管电源噪声的门电路此时处于电平转换的不定态区域，那么电源噪声可能会被放大，并在门电路的输出端产生矩形脉冲滋扰，进而引起电路的逻辑缺点。芯片外部电源引脚处的噪声通过内部门电路的传播，还可能会触发内部寄存器产生状态转换。
除了对芯片本身事情状态产生影响外，电源噪声还会对其他部分产生影响。比如电源噪声会影响晶振、PLL、DLL的抖动特性，AD转换电路的转换精度等。阐明这些问题须要非常长的篇幅，本文不做进一步先容，我会在后续文章中详细讲解。
由于终极产品事情温度的变革以及生产过程中产生的不一致性，如果是由于电源系统产生的问题，电路将非常难调试，因此最好在电路设计之初就遵照某种成熟的设计规则，使电源系统更加稳健。
2.电源系统噪声余量剖析
绝大多数芯片都会给出一个正常事情的电压范围，这个值常日是±5%。例如：对付3.3V电压，为知足芯片正常事情，供电电压在3.13V到3.47V之间，或3.3V±165mV。对付1.2V电压，为知足芯片正常事情，供电电压在1.14V到1.26V之间，或1.2V±60mV。这些限定可以在芯片datasheet中的recommended operating conditions部分查到。这些限定要考虑两个部分，第一是稳压芯片的直流输出偏差，第二是电源噪声的峰值幅度。老式的稳压芯片的输出电压精度常日是±2.5%，因此电源噪声的峰值幅度不应超过±2.5%。当然随着芯片工艺的提高，当代的稳压芯片直流精度更高，可能会达到±1%以下，TI公司的开关电源芯片TPS54310精度可达±1%，线性稳压源AMS1117可达±0.2%。但是要记住，达到这样的精度是有条件的，包括负载情形，事情温度等限定。因此可靠的设计还是以±2.5%这个值更把握些。如果你能确保所用的芯片安装到电路板上后能达到更高的稳压精度，那么你可以为你的这款设计单独进行噪声余量打算。本文着重电源部分设计的事理解释，电源噪声余量将利用±2.5%这个值。
电源噪声余量打算非常大略，方法如下：
比如芯片正常事情电压范围为3.13V到3.47V之间，稳压芯片标称输出3.3V。安装到电路板上后，稳压芯片输出3.36V。那么容许电压变革范围为3.47-3.36=0.11V=110mV。稳压芯片输出精度±1%，即±3.3631%=±33.6 mV。电源噪声余量为110-33.6=76.4 mV。
打算很大略，但是要把稳四个问题：
第一，稳压芯片输出电压能精确的定在3.3V么？外围器件如电阻电容电感的参数也不是精确的，这对稳压芯片的输出电压有影响，以是这里用了3.36V这个值。在安装到电路板上之前，你不可能预测到准确的输出电压值。
第二，事情环境是否符合稳压芯片手册上的推举环境？器件老化后参数还会和芯片手册上的同等么？
第三，负载情形若何？这对稳压芯片的输出电压也有影响。
第四，电源噪声终极会影响到旗子暗记质量。而旗子暗记上的噪声来源不仅仅是电源噪声，反射串扰等旗子暗记完全性问题也会在旗子暗记上叠加噪声，不能把所有噪声余量都分配给电源系统。以是，在设计电源噪声余量的时候要留有余地。
另一个主要问题是：不同电压等级，对电源噪声余量哀求不一样，按±2.5%打算的话，1.2V电压等级的噪声余量只有30mV。这是一个很苛刻的限定，设计的时候要谨慎些。仿照电路对电源的哀求更高。电源噪声影响时钟系统，可能会引起时序匹配问题。因此必须重视电源噪声问题。
3.电源系统的噪声来源有三个方面：
第一，稳压电源芯片本身的输出并不是恒定的，会有一定的波纹。这是由稳压芯片自身决定的，一旦选好了稳压电源芯片，对这部分噪声我们只能接管，无法掌握。
第二，稳压电源无法实时相应负载对付电流需求的快速变革。稳压电源芯片通过感知其输出电压的变革，调度其输出电流，从而把输出电压调度回额定输出值。多数常用的稳压源调度电压的韶光在毫秒到微秒量级。因此，对付负载电流变革频率在直流到几百KHz之间时，稳压源可以很好的做出调度，保持输出电压的稳定。当负载瞬态电流变革频率超出这一范围时，稳压源的电压输出会涌现跌落，从而产生电源噪声。现在，微处理器的内核及外设的时钟频率已经超过了600兆赫兹，内部晶体管电平转换韶光低落到800皮秒以下。这哀求电源分配系统必须在直流到1GHz范围内都能快速相应负载电流的变革，但现有稳压电源芯片不可能知足这一苛刻哀求。我们只能用其他方法补偿稳压源这一不敷，这涉及到后面要讲的电源去耦。
第三，负载瞬态电流在电源路径阻抗和地路径阻抗上产生的压降。PCB板上任何电气路径不可避免的会存在阻抗，不论是完全的电源平面还是电源引线。对付多层板，常日供应一个完全的电源平面和地平面，稳压电源输出首先接入电源平面，供电电流流经电源平面，到达负载电源引脚。地路径和电源路径类似，只不过电流路径变成了地平面。完全平面的阻抗很低，但确实存在。如果不该用平面而利用引线，那么路径上的阻抗会更高。其余，引脚及焊盘本身也会有寄生电感存在，瞬态电流流经此路径一定产生压降，因此负载芯片电源引脚处的电压会随着瞬态电流的变革而颠簸，这便是阻抗产生的电源噪声。在电源路径表现为负载芯片电源引脚处的电压轨道塌陷，在地路径表现为负载芯片地引脚处的电位和参考地电位不同（把稳，这和地弹不同，地弹是指芯片内部参考地电位相对付板级参考地电位的跳变）。
尖峰电流的抑制方法：
1、在电路板布线上采纳方法，使旗子暗记线的杂散电容降到最小；
2、另一种方法是设法降落供电电源的内阻，使尖峰电流不至于引起过大的电源电压颠簸；
n 常日的作法是利用去耦电容来滤波，一样平常是在电路板的电源入口处放一个1uF～10uF的去耦电容，滤除低频噪声；在电路板内的每一个有源器件的电源和地之间放置一个0.01uF～0.1uF的去耦电容（高频滤波电容），用于滤除高频噪声。滤波的目的是要滤除叠加在电源上的互换滋扰，但并不是利用的电容容量越大越好，由于实际的电容并不是空想电容，不具备空想电容的所有特性。
去耦电容的选取可按C=1/F打算，个中F为电路频率，即10MHz取0.1uF，100MHz取0.01uF。一样平常取0.1~0.01uF均可。
放置在有源器件傍的高频滤波电容的浸染有两个，其一是滤除沿电源传导过来的高频滋扰，其二是及时补充器件高速事情时所需的尖峰电流。以是电容的放置位置是须要考虑的。
实际的电容由于存在寄生参数，可等效为串联在电容上的电阻和电感，将其称为等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）。这样，实际的电容便是一个串联谐振电路，其谐振频率为：
实际的电容在低于Fr的频率呈现容性，而在高于Fr的频率上则呈现感性，以是电容更象是一个带阻滤波器。
10uF的电解电容由于其ESL较大，Fr小于1MHz，对付50Hz这样的低频噪声有较好的滤波效果，对上百兆的高频开关噪声则没有什么浸染。
电容的ESR和ESL是由电容的构造和所用的介质决定的，而不是电容量。通过利用更大容量的电容并不能提高抑制高频滋扰的能力，同类型的电容，在低于Fr的频率下，大容量的比小容量的阻抗小，但如果频率高于Fr，ESL决定了两者的阻抗不会有什么差异。
电路板上利用过多的大容量电容对付滤除高频滋扰并没有什么帮助，特殊是利用高频开关电源供电时。另一个问题是，大容量电容过多，增加了上电及热插拔电路板时对电源的冲击，随意马虎引起如电源电压下跌、电路板接插件打火、电路板内电压上升慢等问题。
6、时钟旗子暗记的驱动
空想的时钟旗子暗记是一串无限连续的脉冲，除电平哀求外，其边沿应非常陡峭，有些系统还哀求时钟具有50％的占空比。
从EMC的角度来看，空想的时钟旗子暗记是一个辐射源，会产生很强的EMC滋扰。在交流机系统中周期性的重复传输固定码（比如54H码）实际上也会产生EMC滋扰并对相邻旗子暗记线产生严重滋扰。
之以是对时钟旗子暗记进行单独谈论是由于在数字系统中，全体系统的事情都以时钟旗子暗记为参考，时钟旗子暗记的利害直接关系到系统的事情质量。时钟旗子暗记从时钟源出发、经由驱动、线路传输，末了到达负载真个时候，很难保持其在时钟源时的样子容貌。在负载端看到的时钟旗子暗记可能发生上升、低落沿的改变，也可能发生占空比的变革，还可能有到达不同负载的韶光发生改变（相位变革）的问题等。
由于时钟旗子暗记的占空比哀求，对时钟旗子暗记的驱动须要负责考虑。经由不同系列的器件传输时，占空比的变革是不同的。这紧张是由于各个系列的器件的转换电等分歧。比如，HC系列器件的转换电平为其电源电压的1/2，基本上在VIH/2；F系列等双极型器件的转换电平为1.4V，并不在VIH/2处。但对付3.3V系列的双极型器件而言，1.4V的转换电压基本位于VIH/2处。
如下图是对旗子暗记干系参数的定义：
个中：VT表示旗子暗记的开关门限电平，从4.8节集成电路的表中可以得知，不同系列集成电路其开关门限电平各不相同。可以看出，如果输入旗子暗记的tr、tf足够小的话，开关门限电平对旗子暗记占空比的影响就相应小。
在须要多路时钟旗子暗记的系统中或须要对时钟进行多级传输的系统中采取专用的时钟驱动器件是比较好的选择。专用时钟驱动器件有较固定并且小的传输时延、各路输出间的相位差很小、输出旗子暗记具有较小的tr和tf （≤2ns-49FCT3805），并且其输入仅为一个负载。而利用普通逻辑器件作为时钟驱动来利用存在传输时延变革大、各输出间相位差大等缺陷。
为担保时钟到达不同负载的相位相同，仅采取专用时钟驱动器件还不足，还要考虑匹配、线长、负载等成分。可以采纳以下一些方法来掌握：
1、把稳驱动器的传输延迟；
2、在时钟的传输路径上利用相同的驱动器；
3、平衡各路径的线路延迟；
4、利用相同的线路匹配方法；
5、平衡各路径的负载，有时可能须要在负载处增加电容来达到。
为减小时钟旗子暗记的EMC，应在电路设计或PCB布板时采纳以下方法：
1、设计独立的电源、地平面；
2、减小时钟线与电源或地的间隔；
3、利用小封装器件；
4、减小时钟驱动器的tr/tf;
5、利用差分传输办法；
6、利用低压传输如LVDS/GTL;
环境成分的考虑
7、静电防护
抑制静电滋扰可从两方面入手：避免静电的产生；割断静电放电路子。紧张方法有：
n CMOS器件在利用时应把稳防静电。其一是输入引脚不能悬空，如果输入引脚悬空，在输入引脚上很随意马虎积累电荷。只管CMOS器件的输入端都有保护电路，静电感应一样平常不会破坏器件，但很随意马虎使输入引脚电位处于0～1V之间的过渡区域。这时，反相器的上、下两个场效应管均会导通，使电路功耗大大增加。其二是设法降落输入电阻，可以在输入引脚与电源或地之间接入一个负载电阻（1～10KΩ），为静电电荷供应泄放通路。三是CMOS器件与长传输线连接时，通过TTL缓冲后再与长传输线相连。
1、掌握环境湿度在45％～65％。静电地产生与湿度有密切关系，环境越干
燥，越随意马虎产生静电。
2、机房铺设防静电地板。
3、焊接工具应接地。
4、提高构造件地绝缘能力并良好接地
8、热设计
确定产品的运行环境温度指标，确定设备内部及关键元器件的温升限值。一样平常说来，元器件事情时的温度上升与环境温度没有关系，而民用级别的元器件的许可事情温度大多在70~85℃，为了担保在极限最高环境温度（50℃旁边）下元器件的事情温度还在其许可温度范围内并有相称的冗余度，设备内部及元器件的温升设计指标定在15℃旁边比较得当。在硬件单板设计时，首先该当明确区分易发热器件和温度敏感器件（即随着温度的变革器件随意马虎发生特性漂移、变形、流液、老化等），布PCB板时要对易发热器件采纳散热方法，温度敏感器件要与易发热器件和散热器隔开得当的间隔，必要时要从系统的角度考虑采纳补偿方法。系统或子系统通过自然散热（透风、对流等）方法不能担保设备内部及关键元器件温升限值指标得到担保时，须要采纳强制制冷方法。
9、EMC设计
电磁兼容（EMC）包括电磁滋扰（EMI）和电磁敏感度（EMS）两个方面。电磁兼容是指设备或系统在其电磁环境中能正常事情且不对该环境中任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。
要提升这种能力，有许多运用课题要办理，如：电磁波的散射、透射、传输、孔缝耦合，各种滋扰源的机理和特性，各种滋扰参数的打算和测试，各种构造的屏蔽效果，各种防护方法、测试方法、标准等等。对应设计的方法也有多种，如：防静电设计、防雷设计、防地电位升设计等等；一样平常从以下方面考虑，以担保产品的EMC特性：
1、静电放电的防护。首先要阻挡电流直接进入电子线路，最普通的办法便是建立完善的屏蔽构造（必要时在外壳与电路之间增加第二层屏蔽层），屏蔽层接到电路的公共接地点上。对内部的电路来说，如果须要与金属外壳相连时，必须采取单点接地的办法，防止放电电流流过这个电路，造成侵害。
2、屏蔽。采取屏蔽的目的有两个：一是限定内部的辐射电磁能超越某一区域；二是防止外来的辐射进入某一区域。紧张对电场、电磁场、磁场进行屏蔽（现实对磁场的屏蔽更难）。
3、接地。接地的目的一是防电击，一是去除滋扰。接地可分为两大类，即安全接地与旗子暗记接地。接地时该当把稳：接地线愈短愈好、接地面应具有高传导性、切忌双股电缆分开安装、低频宜采取单点接地系统、高频应采取多点接地系统、去除接地环路；
4、滤波。实际事情中，无法完备做好接地与屏蔽的事情。因此，会采取滤波（将不须要的旗子暗记去除）的办法来填补不敷，紧张通过滤波电路来实现。在实际利用中，由于设备所产生的杂讯中共模和差模的身分不一样，所采取的滤波电路也有变革，可适当增加或减少滤波元件。详细电路的调度一样平常要经由EMI测试后才能有满意的结果。
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