本帖首先先容常用单级PFC反激式构造的几种事情模式，重点先容一下适宜用于做大功率（100W旁边）的电路构造，也便是本帖实例先容的FOT掌握模式。
首先提出几个问题，希望大家能够一起磋商。
1、为什么市情上大多数单级PFC的LED驱动器都选用临界或者断续事情模式？
2、为什么单级PFC的PF值随输入电压升高下降？
3、为什么单级PFC的输出纹波如此之大？
为了回答上面的几个问题，首先有必要讲一下单级PFC的基本事理。临界模式的单级PFC最早该当是由L6562这颗PFC掌握芯片改进得来的，先给出一个框图描述L6562用于单级PFC的基本构造和外围电路，定性剖析事情事理。
先撇开PFC部分的功能，这个框图和普通的定频峰值电流掌握模式反激式电路的差异在于没有固定的时钟旗子暗记，开关管开启，低级电感电流上升到Rs上压降达到乘法器输出电压时，RS触发器翻转，开关管关断。对付定频PWM掌握IC，开关管的导通受固定频率时钟旗子暗记掌握，而L6562则会一贯等到磁芯完成退磁，ZCD检测到赞助绕组电压回落到Vref-2时才重新开启开关管，因此电路被逼迫事情在临界模式下。
再来看PFC功能。乘法器的输入分别来自偏差放大器的输出和整流后馒头状正弦半波的分压，因此乘法器输出也是馒头状正弦半波，那么终极低级电感电流峰值也就跟随馒头状正弦半波，下面这个图可以解释问题。
这个图中可以得到很多信息，首先是，跟随线电压半波的是低级电感峰值电流，而输入均匀电流和低级电感峰值电流的关系为Iin-avg=IpkD/2，由于D是一个随线电压瞬市价升高而降落的变量，因此输入电感的均匀电流较标准正弦半波而言要更加扁，功率成分不可能达到空想的1。那么若何提高功率成分呢？
我们再看，反激式电路中D的表达式为：D=Vor/（Vor+Vin），Vor是反射电压，Vin是输入电压。单级PFC中，Vor=n（Vo+Vd）基本可认为是不变的，而Vin是随着线电压相角变革的，为了提高PF，必须减弱D随线电压变革的程度，那唯一的办法便是增大Vor，当Vor大到一定程度时，Vin从零变革到线电压峰值，D基本可认为不变了，那么功率成分就近似为1了。
通过以上的剖析，该当已经完备阐明了帖子开始提出的问题2。在工程设计中，对付全电压情形下，常日的设计使得110V下的功率成分可以很随意马虎超过0.98，但到了265V的时候，常日只有0.9旁边了，针对这个问题，可以说，基本是没有办法的，进一步提高匝比，或者说是反射电压，肯定可以进一步改进，但是MOS管的耐压就要进一步提高了，此外，过高的反射电压会导致另一个问题。这个问题便是，当反射电压明显大于输入电压时，变换器如果在断续事情模式（包括准谐振），那么退磁完成进入自由振荡后，MOS管的漏极会涌现负压，导致MOS管的体二极管导通，效率显著降落了。
连续来看上面那个图中包含的信息。图中白色的三角状部分表示次级电感电流峰值，对这个电流取均匀值，就得到了次级电流的均匀，和输入电流波形一样，是一个100Hz的比正弦半波更扁的低频波，这个电流终极被分为两部分，一部分流入输出滤波电容，一部分流入负载。空想情形下，电容年夜将接管所有的互换，输出负载只流过直流，但这个互换身分的频率是100Hz，要处理如此的低频纹波，电容容量会大的惊人，因此，第三个问题得到理解答，单级PFC的纹波很大也是从构造上没有办法改进的。增加一级次级调节器大概是唯一的办法。
接着谈论占空比干系的问题。如果输出电压电流以及输入线电压不变，临界或者断续模式下的单级PFC每一个开关周期的开关管导通韶光是保持恒定的，这就担保了低级电感峰值电流跟随馒头状的正弦半波。但是须要引起把稳的是，导通韶光必定随着输出负载功率的增加以及线电压的降落而增大，至于道理很大略，由于能量守恒，输出能量大了，输入电压低了，那输入电流必须增大，因此导通韶光势必增大。导通韶光增大同时导致关断韶光也要增大，终极在临界模式单级PFC中涌现的征象是，均匀开关频率的最低值发生在最低线电压和重载下，最高值发生在最高线电压和轻载下，最低我们知道不宜低于20KHz，否则可能有音频噪声，最高，常日不高于150KHz，以免进入传导EMI测试频段，这便是很多IC内部为什么限定最高与最低频率的缘故原由。
开篇的三个问题，还有第一个没有回答，单级PFC常日事情在临界模式或者断续模式，这涉及到的缘故原由很多，下面逐一道来，不全面的地方欢迎大家补充。
第一个缘故原由：单级PFC事情在断续或者临界模式下可以实现原边恒流。断续或者临界模式下，初次级侧电感电流均为三角波，输出均匀电流可以表达为Io=IpksD'/2，D‘是退磁韶光，临界模式中可以近似即是1-D，个中Ipks=nIpkp，而1-D可以从从低级侧驱动旗子暗记低落沿计时到过零检测触发结束得到，因此，断续或者临界模式下要实现恒流，所需的全部信息可以从低级侧得到。连续模式下则是弗成的，由于电流的谷值是不定的。当然，连续模式下要实现原边恒流也未必不可能，有兴趣的可以参看一下上海占空比的DU8623，细读一下其恒流专利，只管这是一个BUCK构造的IC，但其恒流思路用在连续模式下的原边反馈该当是可行的，这里就不详述了。
第二个缘故原由：大旗子暗记不稳定征象。单级PFC在线电压瞬市价较低时，占空比非常大，远超过0.5，如果采取常见的定频PWM并且事情在连续模式，将产生次谐波不稳定问题，并且，由于输入电压是瞬间变革的馒头状正弦半波，企图通过斜率补偿来肃清这一不稳定征象险些是不可能的。本帖终极先容的大功率单级PFC采取固定固定关断韶光的掌握方法，避免了次谐波不稳定问题。
第三个缘故原由：小旗子暗记不稳定征象。这个问题可以说是比较牵强的，众所周知断续模式下不存在右半平面零点问题，但实际上，单级PFC的环路带宽非常低，完备避开了右半平面零点频率。
该当还有其他的缘故原由，欢迎大家补充。
先来个实例，很早以前做的，LT3799，通用输入范围，输出1A恒流，电压20--25V。
实测的功率成分如上图，全电压下，265V时的功率成分只有0.9旁边了，再上个图看一下电流波形。
第一个对应的功率成分为0.98，第二个对应的为0.9，0.9时的波形失落真已经相称严重了，估计THD超过20%吧。
再看一下输出电压纹波。
这是输入220V/50Hz，输出25V/1A时的输出电压波形，输出滤波电容为两个470uF，低频纹波的峰峰值为2.5V，达到了输出电压的1/10。这个情形还不算恶劣的，输出大电流的情形下，低频纹波更显著。
连续来写，首先上传几个文件。
AN1059.pdf
L6562 Transformer Calculate Tools5W.xls
这两个文件可能见过的不算陌生，第一个运用手册非常详细地推导了临界模式单级PFC的大旗子暗记事情事理，第二个表格则用来打算变压器。很多工程师可能不须要详细的打算就能做出一个合格的电源，但条件肯定是反复地考试测验，终极形成了积累。单级PFC的变压器设计如果完备用公式来量化，可以说是非常繁芜的，涉及到一些无法用代数表达式表示的积分项，以是设计表格中涌现了多项式形式的近似打算。
下面开始引入重点了，为什么临界模式的单级PFC功率不适宜做大？希望大家可以一起谈论。
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