然而单一的新能源发电系统随意马虎受到地理环境、景象等成分影响，存在供电不连续、稳定性较差等毛病，为提高供电系统稳定性和灵巧性，须要采取多种新能源联合供电的分布式发电系统[2-3]。
传统的新能源分布式发电系统中，光伏电池、风力发电机等新能源发电设备分别通过一个单输入直流变换器进行功率变换，并将各路直流变换器输出端串联或并联构成公共的直流母线，再级联一个Buck型逆变器向互换负载供电或并网发电[4-5]。文献[5]提出了一种具有两级功率变换的风光互补发电系统，由两个Buck/Buck-Boost直流变换电路与一个Buck型逆变电路两级级联构成，实现了多输入源最大功率并网，但每一起输入源都须要单独掌握、电路拓扑繁芜、体积弘大、本钱较高，其实用性受到很大程度的限定。
为了简化电路构造，降落体积重量和本钱，有必要将多个单输入直流变换器集成一体化[6-9]。文献[7]论述了一种Buck/Boost/Buck-Boost多输入直流变换器型分布式发电系统，多输入源以斩波形式串联连接，该直流变换用具有多输入源可同时供电、占空比调节范围较大等优点，但续流回路存在多个二极管，不易扩展。文献[8]论述了一种两级多绕组Buck直流变换器型分布式发电系统，个中，多绕组Buck型直流变换器中的多输入源通过多个全桥Buck逆变单元与一个多绕组高频变压器连接，该分布式发电系统具有输入输出间及多输入源间高频隔离、占空比调节范围宽等优点，但变压器构造繁芜、功率器件多、掌握繁芜。
本文提出了一种分时供电全桥Buck型双输入直流变换器，具有电路构造简洁、功率器件电压应力低、掌握大略、集成度高、易于扩展等特点。剖析研究了其最大功率输出能量管理掌握策略和稳态事理特性，末了通过3 kW的样机验证了理论剖析的精确性和可行性。
1 电路拓扑
分时供电全桥Buck型双输入直流变换器电路拓扑，是由两个并联分时选择岔路支路和一个Buck型直流变换器级联构成，如图1所示。个中，每个并联分时选择岔路支路是由并联选择开关Ss1（Ss2）和反向阻断二极管Ds1（Ds2）串联构成的。
分时供电全桥Buck型双输入直流变换器将两路不稳定的输入源电压Ui1、Ui2变换成正弦双半波电压uL(电流iL)，具有如下特点：(1)两输入源共同利用一个Buck型直流变换器，电路拓扑简洁，属于单级功率变换；(2)双输入选择开关在一个高频开关周期内分时事情，两输入源分时向负载供电，功率开关器件电压应力低；(3)负载与输入源之间高频电气隔离，电压匹配能力强；(4)通过掌握选择开关Ss1、Ss2的占空比可以实现双输入源输出功率的调节和双输入源的优先或充分利用。
2 能量管理掌握策略
2.1 最大功率输出能量管理掌握策略
为了充分利用两路新能源，分时供电全桥Buck型双输入DC-DC变换器采取最大功率输出能量管理SPWM掌握策略[9-10]，如图2所示。个中，ugs_Ss1、ugs_Ss2和ugs_S1-4分别为并联选择开关Ss1、Ss2及高频逆变开关S1-4的驱动旗子暗记。
该能量管理SPWM掌握策略是间接地通过对正弦双半波负载电流瞬市价和两输入源输出功率之比的掌握来实现两输入源的最大功率输出，紧张包括对两路输入源的MPPT掌握和负载电流的正弦双半波掌握。事情过程如下：(1)分别采样两路输入源的电压和电流，经MPPT掌握算法后得到的输出值作为电压外环的参考旗子暗记Ui1和Ui2，参考旗子暗记与采样旗子暗记经PI运算后再与正弦基准旗子暗记一起送入乘法器，其输出分别作为电感电流的给定。图中的iL1和iL2分别为两输入源根据能量管理得到各自须要供应给负载的功率后，在同一个电感电流上表示出来的两个分量。(2)电感电流反馈值与基准值进行比较及PI运算后得到两路偏差旗子暗记，定义第一起偏差旗子暗记为ie1，两路偏差旗子暗记之和为ie2，再分别将ie1与ie2经绝对值电路后与锯齿波uc交截，所产生的PWM脉冲旗子暗记uk1和uk2经逻辑组合电路后得到选择开关管Ss1和Ss2对应的驱动旗子暗记，载波二分频旗子暗记分别和uk2经逻辑与得到逆变桥四个开关管S1~S4的驱动旗子暗记。
2.2 双模式MPPT掌握算法
为了能同时实现设计大略和掌握精度高的哀求，本文采取开路电压法和扰动不雅观察法相结合的双模式MPPT算法实现光伏电池MPPT掌握[11-12]，如图3所示。
系统启动前，检测光伏电池的开路电压，光伏电池最大功率点的参考值取为0.8倍开路电压值，提高系统跟踪速率。此后，在扰动不雅观察法的浸染下，实时检测电压电流参数，终极使光伏阵列逐渐稳定在最大功率点附近。双模式MPPT算法具有跟踪速率快、掌握精度高档特点，兼具开路电压法和扰动不雅观察法的优点，能够有效地实现光伏电池MPPT掌握。
3 稳态事理特性剖析
分时供电全桥Buck型双输入DC-DC变换器在一个高频开关周期内选择开关Ss1和Ss2分时导通，两路输入源依次供电，共有5种事情模态，如图4所示。
事情模态1：选择开关Ss1和阻断二极管Ds1导通，Ss2和Ds2截止，高频逆变开关S1和S4导通，输入源Ui1通过Ui1-Ss1-Ds1-S1-N1-S4回路流利，高频变压器一次绕组电压为上正下负，为+1态，副边绕组通过N2-D1-Lf-uL-D4回路向负载供电，电感电流iLf以(Ui1N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。
事情模态2：选择开关Ss1和阻断二极管Ds1截止，Ss2和Ds2导通，高频逆变开关S1和S4导通，输入源Ui2经Ui2-Ss2-Ds2-S1-N1-S4回路将输入电压加在高频变压器原边绕组两端，其电压上正下负，为+1态，副边绕组通过N2-D1-Lf-ug-D4回路向负载供电，电感电流iLf以(Ui2N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。
事情模态3：选择开关Ss1、Ss2均截止，副边整流二极管D1、D2、D3、D4均处于导通状态，电感电流iLf通过整流二极管构成续流回路，电感电流以-UL/Lf的斜率减小。
事情模态4：选择开关Ss1和阻断二极管Ds1导通，Ss2和Ds2截止，高频逆变开关S2和S3导通，输入源Ui1通过Ui1-Ss1-Ds1-S2-N2-S3构成的回路将输入电压加在高频变压器原边绕组两端，其电压上负下正，为-1态，副边绕组通过N2-D2-Lf-uL-D3回路向负载供电，电感电流iLf以(Yi1N2/N1-YL)/Kf的斜率上升。
事情模态5：选择开关Ss1和阻断二极管Ds1截止，Ss2和Ds2导通，高频逆变开关S2和S3导通，输入源Ui2通过Ui2-Ss2-Ds2-S2-N1-S3回路流利，高频变压器原边绕组电压为上负下正，为-1态，副边整流二极管D2、D3导通，副边绕组通过N2-D2-Lf-uL-D3回路向负载供电，电感电流iLf以(Ui2N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。
由各模态等效电路可知，在一个高频开关周期内逆变桥开关管各导通一次，选择开关Ss1和Ss2在一个高频开关周期内+1态和-1态阶段均导通一次，即在一个开关周期内分别开通和关断两次。
4 样机实验
设计实例：两路输入源均采取瑞佳通可编程直流电源TC.P.16.800.400.PV.HMI仿照供电，额定最大功率点电压Ui1=288 V、Ui2=250 V，输出电压220 V正弦双半波，负载额定功率P=3 kW，高频逆变开关频率fs=30 kHz，高频变压器磁芯为Mn-Zn R2KBD型铁氧体PM74/59、绕组匝比N2:N1=24:17，输入滤波电容Ci1=Ci2=1.88 mF，滤波电感Lf=1.2 mH，滤波电容Cf=2.2 μF，Ss1-Ss2选用IXFH60N50P3型MOSFET，S1-S4选用IXFH34N50P3型MOSFET，Ds1-Ds2选用DPG30I400HA型快规复二极管，D1-D4选用DSEI30-06A型快规复二极管，掌握芯片采取TMS320F28069、主频90 MHz。
设计并研制的3 kVA分时供电全桥Buck型双输入直流变换器样机在带正弦双半波电压源负载、两输入源最大功率点处时的实验波形，如图5所示。
图5实验结果表明：(1)Ss1和Ss2在一个高频开关周期内分时导通，开关频率为60 kHz，电压应力小，如图5(a)、图5(b)所示；(2)高频逆变开关S1~S4在一个高频开关周期各导通一次，开关频率为30 kHz，电压应力为输入电压最大值，如图5(c)、图5(d)所示；(3)副边整流二极管端电压被箝位到电容电压，如图5(e)、图5(f)所示；(4)变压器副边绕组电压uN2正负半周对称，呈现+1态和-1态，如图5(e)、图5(f)所示；(5)输出正弦双半波电流质量高且与正弦双半波电压同频同相，波形THD小，如图5(g)所示。
5 结论
本文所提出分时供电全桥Buck型双输入直流变换器电路拓扑，是由两个并联分时选择岔路支路和一个Buck型直流变换器级联构成的，具有构造简洁、高频电气隔离、单级功率变换、体积重量小、输出波形质量高、易于扩展等优点。
系统采取最大功率输出能量管理SPWM掌握策略，通过输入电压环和SPWM电流瞬市价掌握，实现双输入源最大功率输出和输出电流正弦双半波的掌握。
该直流变换器在一个高频开关周期内有5个事情模态，并联选择开关Ss1和Ss2分时导通，两路输入源分时向负载供电，开关器件电压应力低。
本文设计并研制了3 kVA分时供电全桥Buck型双输入直流变换器样机，具有电路构造简洁、体积重量小、负载电流质量高档优秀性能，验证了所提出电路拓扑和掌握策略的精确性与可行性。
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作者信息:
李钊钦，陈道炼
(青岛大学 电气工程学院，山东 青岛266071)
