运用PMBus数字电源系统治理器进行电流检测——第二部分_电流_电压

LTC297x 器件对施加于VSENSE和ISENSE引脚的电压存在限定。
电压最高不得超过6 V。
接下来，我们紧张谈论LTC297x系列中的大部分产品，LTC2971除外，其电压限值为±60 V。
对付电压大于6 V或者为负电压的供电轨，必须设计一种间接检测电感或检测电阻两端电压的方法。

如果电源电压高于ISENSE引脚的最大额定电压，人们可能会方向于利用两个分压器。
这样考虑彷佛很合理，直到您须要打算分频“旗子暗记”的偏差。
在检测元件的每一边安装一个分压器。
获取每个分压器的“输出”，然后传输至LTC297x检测引脚。
如果高下电阻比相互匹配，就可以实现准确分频HV旗子暗记的目标。
电轨电压经由充分的分压，使LTC297x输入电压保持在其限值内，经由分压的输出电压则供应比例电压，可由LTC297x进行丈量。
但是，电阻容差哀求使这种方法并不可行。
此外，对电压进行分压的次数越多，偏差就越大。
例如，如果只有个中一个电阻产生仅仅0.1%的偏差，会得出一个固定的偏置偏差。
增益偏差所占的比例极小，紧张是偏置偏差。

举例来说，如果您须要丈量12 V电源的输出电流。
该电源可以供应2 A，并且输出路径中配置了一个10 mΩ分流电阻(RSNS)。
在满负载下，这个分流电阻会天生一个20 mV旗子暗记。
因此，可以选择3次分流电路，且顶部和底部分别选择2 kΩ和1 kΩ电阻。
这使得ISENSE引脚的共模电压为4 V。
利用相对较低的值是为了保持较低的源阻抗，正如LTC297x器件一样，以减少由分压器的戴维南等效电阻引起的泄电流偏差。

图1.用于进行电流检测的电阻分压器会产生很大的偏差。

假设在空载条件下，并且所有电阻都是空想的。
每个分压器中点为4.00 V，delta V为零。
因此，LTC297x的READ_IOUT值为0.000 A。
但是，如果个中一个2 kΩ组件的电阻高达0.1%(2002 Ω)，delta V则为2.665 mV。
但是把稳，正如ISENSE检测到的，满量程值为20 mV/3或6.667 mV。
2.665 mV读数转化为0.4 A输出电流。
这是预期的满量程读数的40%！
如前所述，引入的偏差是偏置偏差，不是增益偏差。
但不管是哪种，都是很大的偏差。
这种方法对电阻容差过于敏感，以是我们必须探求另一种办理方案。

由于 LTC2972/LTC2974/LTC2975 对ISENSE引脚的电压限值为6 V，以是利用高端电流检测放大器(CSA)进行电平转换来办理这个问题。
LT6100/LTC6101 常用于固定/用户可选的增益。
与利用分压电阻比较，其精度更高。

图2.用作电平转换器的电流检测放大器。

干系方程和条件如下：

VOUT 的 CSA = ILOAD × RSNS × (R2 / R1)

设置 IOUT_CAL_GAIN = RSNS × (R2 / R1)

保持 VISENSEP < ±170 mV

对付高压轨，利用 LTC2971 （2通道DPSM）直接检测电流和高达60 V的电压。
LTC2971具有四种不同的订购选项。
LTC2971-1支持在一个通道上进行60 V检测，在另一个通道上进行–60 V检测。
LTC2971-2支持两个通道均为–60 V，LTC2971-3选项支持60 V和1.8 V。
LTC2971的两个通道均支持60 V检测。
如果直接连接到IOUT_SNS引脚，可避免利用外部CSA。
利用该CSA会导致增加本钱、占用更多板空间，并带来偏差。
LTC2971电流丈量精度为READ_IOUT读数的0.6%。

选项

CH0

CH1

LTC2971

0 V 至 60 V

0 V 至 60 V

LTC2971-1

0 V 至 60 V

0 V 至 –60 V

LTC2971-2

0 V 至 –60 V

0 V 至 –60 V

LTC2971-3

0 V 至 60 V

0 V 至 1.8 V

在有些用例中，可以选择低端电流检测。
将检测电阻放在负载低端，并将ISENSE引脚连接到电阻。
这样，ISENSE引脚的共模电压可以靠近GND。
如果电源电压大于6 V，那么它可能也适宜您的运用。
这是一个很好的办理方案，可用于丈量险些所有电源轨上的电流，包括高压轨。
选择RSENSE值时需兼顾两个方面，要获取足够大的旗子暗记，以实现出色的精度，阻抗还要足够低，不会造成大幅IR压降，导致输出电压和负载一样低落，即负载调度不良。
图3显示VSENSE的反馈电阻和开尔文检测连接。
开尔文检测是一个术语，用来描述与检测元件之间的连接，不包括压降。

在为检测电阻建立电流返回路径时，应非常小心。
许多高密度板设计为具有多层接地浇筑层(ground pour)，使得返回的电流可以流经多条路径。
利用分流电阻之后，可以迫使返回的电流流经此元件，从而使得开尔文检测连接跨过该元件，重新连接至PSM器件的ISENSE引脚。

图3.低端检测办理了高压电流检测问题，但存在弊端。

可以利用几种不同的方法来监测负电源的输出电流。
较大略的办理方案是利用低端CSA，例如LTC6105。
图4显示跨过分流电阻连接的输入，CSA由PSM的VDD33和负电轨的低端供电。
输出是单端旗子暗记，可以连接到PSM的ISENSE或VSENSE引脚。

如果CSA连接到ISENSE引脚，则将IOUT_CAL_GAIN设置为RSNS × GAINCSA。
例如，如果分流电阻为10 mΩ，CSA增益为10，则将IOUT_CAL_GAIN设置为100。
IOUT_CAL_GAIN单位为毫欧。

图4.利用CSA (LTC6105)检测电流。

利用LTC2971-1或LTC2971-2监测负电源的输出电流是一种非常大略的办理方案。
它们是都双通道器件，LTC2971-2的两个通道可以检测60 V电压轨上的电流。
LTC2971-1只能检测通道1的负电轨上的电流。

图5.无需外部组件即可检测负电轨上的电流。

把稳：LTC2971的READ_VOUT值采取L16格式，是无符号数值。
在GUI中显示的负电轨电压值是反相的。

图6.LTC2971-1通道1和LTC2971-2两个通道的LTpowerPlay设置选项卡。

电流驱动IMON引脚许可用户选择电阻值，用于设置电流检测增益和最大电压。
PSM器件丈量ISENSEP和ISENSEM引脚之间的电压差，检测增益须要利用MFR_IOUT_CAL_GAIN来设置，这与分流检测类似。

我们以 LT3081 LDO稳压器的IMON引脚为例来解释。
LT3081 IMON电流=负载电流/5000。
假设利用一个2 kΩ电阻。
负载电流放大器的IMON引脚电压为：

VIMON = (ILOAD / 5000) × 2000 Ω = 0.4 V/A

图7.利用LT3081 IMON引脚。

如果负载电流为2 A，则IMON电压为0.8 V。
根据此公式，可以看出只需增大IMON电阻值，即可提高IMON电压对负载电流的灵敏度。
如果这样做的话，最大电压（满负载）可能远>1 V。
PSM器件的ISENSE引脚须要适应这种大幅偏移。
对付LTC2974/LTC2975，这会影响差分电压（限定为±170 mV）。
幸运的是，LTC2971和LTC2972有一个配置位，当imon_sense置位时，让电流检测电路进入一种模式，该模式许可检测单端电压高达6 V。

图8.MFR_CONFIG imon_sense位。

必须根据我们选择的硬件来设置配置命令。
在本示例中，IOUT_CAL_GAIN应设置为400 (0.4 V/A)。
单位为毫欧。
如果没有可能会影响READ_IOUT值的温度系数或热韶光常数，则其他与电流干系的命令可能具有默认值。
MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的默认值设置为零。

LT7101 降压稳压器的IMON引脚便是一个具有电压驱动输出的引脚示例。
输出还具有失落调电压。
也便是说，在空载条件下，IMON引脚保持0.4 V。
开始时，这彷佛是有问题的，由于差分电压限值为±170 mV。
但是，LTC2972/LTC2971 PSM器件可以检测这种类型的IMON引脚，并许可ISENSE引脚上具有更大的差模旗子暗记。
给大家展示一个详细示例。

图9.利用LT7101 IMON引脚。

通过将LTC297x ISENSEM引脚接地，并将ISENSEP引脚连接至IMON引脚，可以将LTC2971/LTC2972连接至LT7101。
命令值可以通过下式打算：

从READ_IOUT公式开始，

重写求解IOUT_CAL_GAIN的方程：

假设 TCORRECTION = 1。

LT7101数据手册给出了1 A和0.25 A负载电流的IMON电压电平，分别为1.21 V和0.603 V。
以是，IOUT_CAL_GAIN值为：

IOUT_CAL_OFFSET为：

IOUT_CAL_OFFSET为负值，由于须要减去READ_IOUT值。
您可能会创造，须要变动打算得出的寄存器值，以便更好地将测得的负载电流与READ_IOUT读数关联起来。
这须要增加校准步骤。
驱动已知的负载电流，然后比较READ_IOUT值和预期值，将调度后的值写入IOUT_CAL_GAIN和/或IOUT_CAL_OFFSET。
一样平常来说，许多稳压器的IMON精度不如用于丈量电流的检测电阻的精度高，但是，校准电流丈量值可以大大改进其精度。

电流丈量的精度取决于多个成分之和。
在大多数系统中，精度在负载电流范围的中高端非常主要。
有些系统哀求在轻负载条件下供应出色的精度，这意味着检测链中的旗子暗记非常小。
我们可以将精度影响成分分为四类：检测元件、板布局、放大器和检测丈量电路。

在更详细地谈论精度之前，须要先定义术语TUE。
总非调度偏差或TUE是每个LTC297x数据手册中都会列出的一项规格参数。
包括电流和电流丈量的TUE规格。
TUE是从VSENSE或ISENSE引脚到芯片的数字部分这一起径中，缓冲区和放大器中的PSM器件的内部基准电压源、增益和偏置偏差共同导致的 组合偏差。
TUE是最差情形下的偏差，以所有过程变革和温度范围内的READ_IOUT或READ_VOUT读数的百分比表示。
这样就无需再打算芯片中的单项偏差，例如VREF偏差和ADC偏差。
外部组件（CSA和干系电阻、分流电阻、电感DCR、IMON电流）各自会产生偏差，必须在总偏差预算中加以考虑。

如前所述，置于输出路径中的电阻检测元件的精度最高。
RSENSE容差一样平常为1%。
它们本钱较低，随意马虎获取。
数值范围一样平常在0.5 mΩ至几十mΩ之间。
要确定该值，必须考虑干系的电流范围和范围两端须要达到的精度。
电流流经RSENSE时，元件上会天生小电压delta V。
我们须要丈量该旗子暗记，并通过欧姆定律将其转换成电流。
我们可能希望得到足够大的旗子暗记，以在轻负载条件下实现出色的精度；但是，在大负载下IR会大幅低落，会对电源性能造成负面影响。
我们假设稳压器的反馈来自大载本身，检测点连接在负载上。
因此，输出路径（高端和GND返回路径）中会涌现压降。
RSENSE位于稳压器的反馈回路内。
个中也包括布局中会导致IR丢失的PCB铜。

下方是一个关于精度的示例。
假设电源的最大电流为10 A，我们希望精度能低至100 mA。
在满负载时，建议将IR压降保持在<50 mV。
如果检测电阻位于反馈回路中，则可以产生更大的检测电压。
大旗子暗记的缺陷在于检测元件中存在功率损耗。
这是在选择电阻值时需做出的基本取舍。
RSENSE值是基于满负载电流状态下检测到的电压打算得出，在本例中，为50 mV/10 A或5 mΩ。
假设我们选择容差为1%的5 mΩ检测电阻。

实现的精度为1%（电阻容差）+ 0.3%（数据手册中给出的TUE）或1.3%，由于LTC2972/LTC2974/LTC2975输入检测电压>20 mV，该值可以转换为大于4 A的负载电流。
检测电平<20 mV时，给出的TUE为±60 µV。
负载电流为100 mA时，天生的旗子暗记为0.1 A × 0.005 Ω或500 µV。
在±12% (60 µV/500 µV)的轻负载条件下，偏差要大得多，这紧张取决于TUE，而电阻容差对精度的影响不大。
按绝对值打算，其偏差仅为±12 mA。
TUE会导致内部基准电压源偏差和ADC偏差。
选择容差更严格的检测电阻，得到的精度也会更高。

负载电流

检测电压

LTC2972/LTC2974/LTC2975 TUE

电阻容差

READ_IOUT 精度

READ_IOUT 精度

100 mA

500 µV

60 µV

1.0%

±13%

±13 mA

100 mA

500 µV

60 µV

0.1%

±12.1%

±12 mA

10 A

50 mV

0.3%

1.0%

±1.3%

±130 mA

10 A

50 mV

0.3%

0.1%

±0.4%

±40 mA

上述内容针对LTC297x系列中的大多数产品，适宜<6 V的电源轨，个中，LTC2972/LTC2974/LTC2975 ISENSE引脚可以直接跨接在检测元件上，从而无需利用外部CSA。
如果电源轨>6 V，则PSM管理器系列中的大多数产品都需利用CSA。
LTC2971除外，它可以直接连接高达±60 V的ISENSE引脚。
LTC2971的TUE为0.6%，是LTC2972/LTC2974/LTC2975的两倍；但是，IOUT_SNS引脚可直接连接至电源电压高达±60 V的检测电阻。

利用 LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987 来丈量>6 V的电源电压上的输出电流时，可以利用CSA单端输出来驱动VSENSE引脚。
可以利用任何通道，adc_hires位应保持其默认设置值0。
从READ_VOUT寄存器读取输出电流丈量值，且必须将该值从电压转换为电流。
须要把稳的是，VSENSE引脚具有更大的动态范围，大于LTC2974/LTC2975的ISENSE引脚的170 mV限值范围。
由于VSENSEP引脚可以驱动至6 V，以是，可以将CSA增益设置得更高，以天生更大的检测电压。
此外，CSA的输入失落调电压VOS也须要考虑。
VOS与增益的乘积决定CSA的输出偏差。
如果VOS为85 µV (LTC6101)，增益设置为100，输出偏差可能达到8.5 mV。
VSENSE 引脚<1 V时的TUE为2.5 mV，>1 V时则为0.25%。
CSA增益应设置为低值，以尽可能降落输出偏差，但须要足够大，以利用VSENSE引脚的大旗子暗记范围。
对付给定的增益设置，CSA导致的偏差是固定的mV偏差。
转换后的输出电流值的偏差显示在末了一列。
表8描述了一个示例。
RSENSE为5 mΩ。

负载电流

检测电压

CSA增益

VSENSE

LTC297x TUE

CSA 偏差

READ_VOUT 偏差

转换后的输出电流

100 mA

500 µV

20

10 mV

25%

17%

±42%

±42 mA

100 mA

500 µV

100

50 mV

5%

17%

±22%

±22 mA

10 A

50 mV

20

1 V

0.25%

0.17%

±0.42%

±42 mA

10 A

50 mV

100

5 V

0.25%

0.17%

±0.42%

±42 mA

这解释，外部CSA可以为高检测电压供应相称不错的精度，但是在低检测电平条件下，会导致更多偏差。

通过天生适当的检测电压或旗子暗记，可以实现准确的电流丈量。
来自检测元件的delta V须要足够大，以战胜芯片和其他来源（例如布局）导致的噪声和偏差。
先确定轻负载精度的主要性，然后预估信噪比(SNR)。
通过将产生可接管精度的最低检测电压除以待检测范围中最低的电流值，可以打算出最佳值。

要实现高精度，最好是创建足够大的旗子暗记并尽可能降落元件/布局偏差。
也便是说，利用较大的RSENSE值和容差较小的电阻。
您也可以考虑校准电流回读值。
采取已知的负载电流，不雅观察READ_IOUT值。
调节IOUT_CAL_GAIN值，只管即便降落回读值的偏差。
利用STORE_USER_ALL命令，将更改过的值存储到芯片的EEPROM中。

检流电阻方法的上风在于，它比电感DCR方法更准确，由于分流电阻值的精度一样平常能达到1%或更高。
与电感DCR比较，其温度系数相称低。
但是，纵然购买容差很小的电阻，也可能由于布局和焊接问题而失落去效用。

分流电阻方法的劣势在于，它会因IR压降产生损耗。
这会导致发热，并且在输出路径中会涌现压降。
如前所述，将检测电阻置于反馈环路内可以大大减少IR压降，使稳压器环路将压降减少到可忽略不计的水平。

由于LTC297x差分输入电流会导致差分偏差电压，以是Rcm电阻的值必须相同。
不匹配的Rcm电阻会由于滤波器器件容差而产生偏差。
常日，这些电阻值应小于1 kΩ。

图10.ISENSE引脚电流。

无论您是操持利用分立感测电阻，还是利用电感DCR来丈量电流，在高负载条件下，布局都很主要。
这很可能导致在焊接连接中涌现IR压降，感测连接也会受到影响。
最好避免与检测点之间会涌现IR压降的焊盘进行感测连接。
如果比较图11中显示的布局，会创造连接至焊盘内部的连接示例中只有少量或没有IR压降，这是由于焊盘的这些区域中不会发生或很少发生电流流动。
标记为“一样平常”的布局会由于检测点（焊盘侧面）所在的位置（位于在电流路径中）涌现IR压降。

图11.分流电阻的布局建议。

市情上供应4端口检测电阻。
两个端口用于连接主电流电路，另两个端口用于进行开尔文检测连接。
对付哀求在大于20 A的电流下具有出色精度的运用，可以采取4端口合金检测电阻，其值可以低至100 µΩ。
有些制造商指定高值电阻的容差比低值电阻更小，以是此时须要做出基本的权衡取舍——哀求精度达到0.1%时利用1 mΩ，或达到0.5%时利用400 µΩ。

图12.4端口分流电阻。

在确定检测电阻的布局时，请参考 “改进低值分流电阻的焊盘布局，优化高电流检测精度” 获取关于精度的更多详情。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件丈量电流的能力有限。
它们可以配置为丈量奇数通道上的电流：通道1、3、5和7。
要进行电流丈量配置，必须将通道设置为高分辨率模式（MFR_CONFIG_LTC2977，位9）。
这样VSENSEM引脚可连接至高达6 V的共模电压。
VSENSEP和VSENSEM引脚可跨接在电感(DCR)或电阻检测(RSNS)元件上。

图13.MFR_CONFIG adc_hires位。

偶数位通道不支持此功能，VSENSEM引脚（通道0、2、4和6）必须保持在GND的±100 mV范围内。

在这种模式下，此通道供应的唯一功能便是遥测回读电流。
设置adc_hires位会禁用VOUT_EN引脚，并禁用所有故障相应。
实质上，对付LTC2977，它会逼迫通道进入“关闭”状态，并且它仅回读检测元件两端的电压(mV)。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件未配备READ_IOUT寄存器，或利用寄存器来存储DCR或RSNS值。
而是利用READ_VOUT命令来获取原始差分电压读数。
系统主机须要根据该读数除以检测电阻值打算出电流。
把稳，这些值因此L11格式给出的，而不是L16格式。
单位为毫伏。
如果利用系统主机或FPGA/CPU读取电流，则必须进行数学运算，将毫伏值转换为毫安或安培值。
运用条记 AN135 中包含将L11十六进制转换为浮点值的示例代码。

图14.用于检测差分电流的VSENSE引脚。

LTpowerPlay有一个功能，可以很方便地将这个mV读数转换为电流回读值(mA)。
这是一个比例系数，可用于在READ_VOUT寄存器中天生调节值。
可以通过单击配置窗口中的设置选项卡来访问此选项。

输入VOUT显示比例框中的值应即是1/RSNS。
如果利用外部CSA，须要将比例系数设置为1/(GAINCSA/RSNS)。
个中有一个显示单位字段，通过将V改换为A，可以将伏特改为安培。
这样就可以显示经由打算的电流读数，该电流与基于电路中的检测电阻得到的实际电流同等。
例如，如果RSNS为10 mΩ (0.01 Ω)，则VOUT显示比例为100。
READ_VOUT寄存器现在会报告一个mA值，反响芯片丈量的每mV的100 mA。
在本例中，对RSNS为10 mΩ的电源轨施加592 mA负载，则芯片的丈量值为5.92 mV。
把稳：设置下的比例/偏置值不会保存至器件的NVM，但会保存至.proj文件。

图15.设置选项卡中的VOUT显示比例。

图16.READ_VOUT遥测显示比例值和单位(mA)。

由于差分电压(VSENSEPn – VSENSEMn)限定为±170 mV，以是选择检测元件时必须把稳，确保IR压降不超过此限值。
这些引脚的共模电压可高达6 V。
例如，如果预期电流在3 A范围内，则50 mΩ检测电阻会为ADC供应150 mV电压，且许可超出3.4 A。
由于有大旗子暗记，这有助于提高精度，但在输出路径中，150 mV也是很大的IR压降。
因此须要在电流丈量精度和输出中的IR压降之间做出取舍。
应始终关闭负载上的反馈环路，以便稳压器/伺服器调节至得当的输出电压。
详情请拜会 LTC2977 数据手册 。

例如，将个中一个奇数位通道分配用于丈量输出电流。
通道7丈量通道6的IOUT，这是一个3.0 V电源。

图17.READ_VOUT转换为mA（通道7）。

当奇数位通道配置为ADC高分辨率模式时，不能利用VOUT_EN引脚，且禁用监控功能；因此，无法快速检测过电流状况。
但是，如果利用CSA，并将单端旗子暗记输出至VSENSEP引脚，就可以监控任何通道（在ADC低分辨率模式下）的电流。
可以将一个电压通道专用于监控CSA的输出。
传输延迟由通过CSA的延迟、PSM器件导致的延迟，以及任何无源组件（即RC）可能导致的延迟的总和决定。
PSM延迟取决于配置，无论故障相应是设置为即刻关闭还是抗尖峰关闭，以及延迟计数设置。

对付为高值负载供电的电轨，可能须要保护负载，避免受过电流状况的影响。
LTC2974/LTC2975中集成了输出电流监控器。
专用硬件许可用户配置通道，在监控器检测到过电流或欠电流条件时关断。
这些器件供应电压和电流监控功能，这意味着当输出电压或输出电流超过用户定义的限值时，通道将会关断。
电压监控器和电流监控器组合集成在VOUT_EN逻辑内部。
本文第一部分中的表1汇总了所有PSM管理器的这一功能。

图18.IOUT OC/UC故障/警告限值。

故障监控器是具有用户可调阈值的采样比较器。
该比较器每12.1 µs采样一次，并许可用户根据用户定义的设置降落输出噪声。
只有当故障持续涌现多次，或者超出delay_count设置限值，才会触发监控器。
这实质上是一个基于韶光的滤波器。
delay_count可以设置为7，可以针对OC事宜供应84 µs的去毛刺相应。
这样，在提示涌现较宽脉冲的故障时，就不会检测到这些窄毛刺。
在负载和管理器之间插入任何RC滤波器都会增加额外延迟。
该滤波器会减小毛刺幅度，但会延长监控器的相应韶光。
数据手册建议的韶光常数为开关频率的十分之一，这段韶光不是太长，不会导致通过滤波器的延迟比监控器相应韶光长得多。
对付须要快速OC相应的静音电源，可选择200 Ω/10 nF或2 µs延迟。
对付高噪声电源，1 kΩ/0.1 µF RC会导致100 µs延迟。
这个延迟可能看起来很长，但它比ADC读数更快，后者可能约为100 ms。

欠压监控将检测输出中的低电流和反向电流问题。
低电流状态是轻负载下的范例状态，不应涌现UC故障。
但是，丈量的输出电流值包含负值。
虽然常日不该用欠电流监控，但可以通过将IOUT_UC_FAULT_LIMIT设置为负值，用它来检测反向电流条件。
要禁用UC故障检测，将IOUT_UC_FAULT_RESPONSE设置为忽略，将IOUT_UC_FAULT_LIMIT设置为较大的负值。
默认设置为–1 A。

虽然LTC2971/LTC2972不供应OC故障检测，但该器件具有OC警告功能，会根据ADC输出电流丈量值拉低ALERTB。
警告会拉低ALERTB，并更新STATUS_IOUT寄存器。
基于ADC的读数会导致相应更慢，并通过硬件引脚和PMBus®寄存器用作状态指示器。
可以将ALERTB连接至CONTROL引脚，以关断该通道。
或者微掌握器可以通过声明中断来相应ALERTB，并驱动CONTROL引脚或发出PMBus命令来关闭通道。
将ALERTB连接至CONTROL的缺陷是任何警告或故障都会关断该通道。

利用LTC2971/LTC2972/LTC2974/LTC2975上的TSENSE引脚来补偿电感DCR时，可通过温度监控来关断通道。
过温故障、警报限值和故障相应可以逐通道调度，以适宜运用需求。
也便是说，它可以用于关断单个通道，不是一种全局（全体芯片）设置。

从PSM器件回读的十六进制值采取L11格式。
无论是读取LTC2977（ADC高分辨率模式）上的READ_VOUT寄存器，或是读取LTC2975/LTC2974/LTC2972/LTC2971上的READ_IOUT寄存器，L11格式都是一种符号值，包含5位指数和11位尾数。

L11格式支持电流丈量的极性。
它是一种符号格式，许可READ_IIN和READ_IOUT寄存器向系统主机供应有关电流方向的信息。
LTC2974/LTC2975供应输出电流的欠电流阈值。
负值可用来关断接管过多反向电流的通道。

关于L11格式，有一点须要把稳，便是粒度。
LTC2971/LTC2972/LTC2974/LTC2975数据手册显示了一个表，个中列出了各种电流范围内的READ_IOUT值的粒度。
个中有一个固有粒度，这是由于L11十六进制格式，而不是受器件的ADC或任何其他硬件限定。
表中还列出了MFR_READ_IOUT粒度，可用于比较。
MFR_READ_IOUT值是一种自定义格式，供应更高的分辨率，在高于2 A时具有2.5 mA粒度。
限定范围为±81.92 A。
如果板主机CPU/FPGA须要将L11转换为浮点，它可以向任一寄存器发出读取要求。
READ_IOUT寄存器在电流低于2 A时分辨率更高，且没有81.92 A限定，但MFR_READ_IOUT值将解析为最靠近的2.5 mA。

与全体LTC297x器件系列一样，对PSM器件进行编程并成功首次启动硬件是非常有益的。
利用LTpowerPlay是非常大略的方法。
LTpowerPlay 可以免费下载，并在Windows®上运行。
该软件有一个内置的编程工具，它可以获取您保存的配置数据，并将其写入器件的EEPROM。
上电启动后，芯片自动从EEPROM加载其RAM，并准备自动运行。

无论您是LTpowerPlay新用户还是高等用户，都可以利用 LTpowerPlay基于软件的电源配置和调试工具来学习如何配置、设计、评估、诊断和调试。
如果您不打算利用LTpowerPlay进行编程或供应遥测，下载 Linduino C代码示例是另一种办理方案。
LTSketchbook 压缩文件中供应了代码示例。

图19.LTpowerPlay是一款功能强大、基于Windows的开拓环境，支持ADI公司的数字电源系统管理(PSM)产品。

创建.proj文件的检讨清单：

确保每个PSM器件在PMBus上有唯一的地址（硬件绑定）。

ADI的DPSM LTC297x器件是稠浊旗子暗记PMBus IC，可丈量和监控电源电流。
本文展示了各种检测方法，个中包括电阻分流、电感DCR和IMON。
通过以OC/UC故障监控的形式供应另一种级别的保护，为该系列的功能集添加了电流丈量功能。
这些器件使任何电源具有监测、监控和丈量电压和电流的能力。
对付高值供电轨，这些特性非常有用。
LTC297x供应配置器件的PMBus寄存器的能力，让您在设计阶段的任何时点都能更灵巧地变动电路板设计，乃至将电路板支配到现场之后也能变动。