⊙名称：60W-无频闪-单级PFC-反激恒流电源
⊙架构：反激/原边反馈
⊙事情模式：断续模式（为了提高THD）
⊙输入电压：100～300V AC
⊙输出参数：36V_1500mA DC
⊙符合标准：CE、3C、UL
⊙PF：>0.9 @230VAC
⊙THD：全电压范围内小于8%
⊙效率：>89%@230V
⊙输出纹波电流：<3%
⊙频闪：相机拍摄无水波纹
⊙浪涌电压: 3.0KV
⊙保护：开路保护、短路保护
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反激电源简化事理图：
简化图
反激名称由来：
输出端在原边绕组断开电源时得到能量故而得名。
反激电源事理：
当原边开关管导通时（Ton）时，变压器低级（Np）有电流（Ip）,并将能量储存于个中。由于Np与Ns极性相反，此时次级二极管D反向偏压而截止，无能量传送到负载。当开关关断（Toff）时，变压器原边绕组将产生一反向电势，此时次级二极管D正引导通，负载有电流流利。
什么是原边反馈：
顾名思义，原边反馈便是通过低级侧来做检测，实现恒压或者横流。有的须要在低级侧加一个辅组绕组来做检测。有的不须要，比如把低级MOS驱动做成源极驱动（栅极驱动轻微麻烦一点），这样一来可以通过MOS的结电容耦合退磁信息，来实现退磁韶光检测或者电压检测。反之，次级反馈，便是通过光耦来检测次级信息，实现恒压横流掌握。
上事理图：
下面分别先容各个部分的浸染
↑↑↑上图红框部分：
L/N为互换输入端。
保险丝采取4.7R的绕线电阻，绕线电阻抗浪涌能力强，并且它是电阻丝绕制，会存在较大的寄生电感，可以接管浪涌。
L2，CX1分别为共模电感，安规电容。
再往上便是桥堆了。
↑↑↑上图红框部分：
R1,R2为启动电阻，上点初期，通过两个电阻给VDD电容充电，达到芯片启动电压后，DRV脚开始输出PWM旗子暗记
↑↑↑上图红框部分：
C1,L1,C2组成了π型滤波器，滤掉高频噪声，电磁兼容有这个哀求，一样平常欧洲实行标准为EN55015
RZ1与RZ2为压敏电阻，一个放在桥前，一个放在桥后的工字电感后。浪涌为一个瞬态高压脉冲，电阻、电容、电感都对其都有接管效果，再加上两个直径10mm压敏，接管3KV尖峰稳稳当当。
↑↑↑上图红框部分：
框中部分为变压器，这个变压器一共3个绕组，分别为
1.低级绕组
2.辅组绕组
3.次级绕组
开关管导通时，变压器开始储能，辅组绕组和次级绕组的二极管均反向截止。开光管关断时，辅组绕组耳机导通，通过D2给VDD电容充电，坚持芯片所需的能量。同时次级二极管也导通，将能量通报至负载
↑↑↑上图红框部分：
R5为上拉电阻
R6为下拉电阻
在开关管关断期间，变压器退磁，在R6（芯片DSEN脚）上产生一个方波，芯片内部检测方波顶端电压，以实现检测次级电压，实现空载保护（这是横流模式，以是空载时输出电压会很高，须要做限定）。
另一方面，退磁结束之后变压器开始震荡，此时R6上电压迅速跌落，芯片检测此跌落电压，就可以得到退磁结束的韶光。如下图所示：
断续模式
临界模式
断续模式（DCM）在退磁结束之后会涌现几个振铃，而临界模式（CRM，也称准谐振模式）在退磁结束之后开关管会立时打开。
↑↑↑上图红框部分：
R3,R4为驱动MOS的限流电阻，栅极电阻的浸染：
1、肃清栅极振荡
绝缘栅器件(IGBT、MOSFET)的栅射（或栅源）极之间是容性构造，栅极回路的寄生电感又是不可避免的，如果没有栅极电阻，那栅极回路在驱动器驱动脉冲的勉励下要产生很强的振荡，因此必须串联一个电阻加以迅速衰减。
2. 转移驱动器的功率损耗
电容电感都是无功元件，如果没有栅极电阻，驱动功率就将绝大部分花费在驱动器内部的输出管上，使其温度上升很多。
3. 调节功率开关器件的通断速率
栅极电阻小，开关器件通断快，开关损耗小；反之则慢，同时开关损耗大。但驱动速度过快将使开关器件的电压和电流变革率大大提高，从而产生较大的滋扰，严重的将使全体装置无法事情，因此必须统筹兼顾。
栅极电阻功率的打算：
栅极电阻的功率由IGBT栅极驱动的功率决定，一样平常来说栅极电阻的总功率应至少是栅极驱动功率的2倍。
MOS栅极驱动功率P＝FUQ，个中： F为事情频率；
U为驱动输出电压的峰峰值；
Q为栅极电荷，可参考IGBT模块参数手册。
R9并联再MOS栅极和源极之间，这个电阻一样平常取10-100K，防止在未接驱动引线的情形下，或者受到静电滋扰，有时加高压，误导通而烧毁MOS。
↑↑↑上图红框部分：
这里便是RDC接管部分了，MOS关断后，即退磁期间，变压器3脚对地会产生一个很高的电压尖峰，这个电压尖峰加在MOS管上如果超出MOS耐压，则会烧坏MOS，二来，会产生很强的电磁滋扰。一样平常电容取1-3.3nF，电阻取几百K，二极管一样平常选慢规复的，下面跟大家分享一下我以前收藏的：“普通二极管与快规复二极管的振铃接管特性比拟”
一、分别丈量两个电源的振铃接管电路中电容上的电压波形
1 号电源模块的振铃接管电路由RS1M 快规复二极管、1000v1000p 瓷片电容和200k 贴片电阻组成，下图是1 号电源的振铃接管电路和示波器接入方法（示波器的地线接整流滤波后的正极，探头接接管电路的中间；如果示波器的地线接电源负极，则测得的电压增加300 多V，丈量精度也低落不少）
测得电压波形如下
场管截断前，电容上的电压高于电源电压约99v，当场管截断时，振铃电压会将1000pF 电容充电到约142v，也便是电容上的电压上升约43v，但该电压在波峰后的192ns 韶光内低落约33v 到约109v，然后间歇期放电到约99v，欢迎下一个振铃波峰的到来。电容上电压快速低落的缘故原由肯定是快速放电，而快速放电只能通过快规复二极管RS1M，也便是说，虽然是快规复二极管，但也存在反应韶光（查资料得RS1M 的最大规复韶光为0.5μs），在本次丈量中，是在192ns 韶光内，二极管PN 结内的载流子尚未消逝，以是可以反引导电，将波峰时给电容充的电开释约3/4，由于此时的开释，低级是回路的一部分，此时低级回路加反向电流，其感应是增大了次级正向电流，以是这3/4 是被电路回收利用了的，其余的1/4 在间歇期开释，这部分是损耗。这个电源电路的事情频率约63kHz，周期约16μs，振铃脉冲占不到1μs，也便是在约15μs 的韶光，1000pF电容放电约9.5v，在均匀电压约104v 下，200k 电阻可以将1000pF 电容放电104v/200k15μs/1000pF=7.8v，实测是低落约10v，相差的约2v 可考虑为快规复二极管的结电容影响以及丈量偏差。从这几个数值也可以求出振铃接管电路中电阻花费的功率，电阻上的均匀电压为104v，花费功率P=104104/200000=0.054w，电容上另有约0.012w 的功率通过PN 结电容开释，这部分紧张在开关管上损耗。
2 号电源的振铃接管电路是普通整流二极管M7、1000v 1000p 瓷片电容和150k 贴片电阻组成，接管电路电容上的电压波形如下
2 号电源的频率约48kHz，周期约21μs，可见由于周期更长，电阻更小，电容上的电压低落更多，约15v，同时，由于第一个振铃波峰过去后，振铃波谷时电容上电压低落较多，涌现了较为明显的第二个振铃波峰。
二、拆除振铃接管电路的电阻
以前见过有的电路上的振铃接管电路只有二极管和电容，也见过某厂家在网上流传宣传他们的振铃接管电路无损耗但没公开电路，疑惑是不是便是不用电阻，为了试试能不能完备依赖二极管规复期间的反向电流来对电容进行放电，把电路中的电阻拆除测试，创造电容的电压被充得很高，险些没有颠簸，而IC 的输出端振铃电压高达184v，波形如下
三、将振铃接管电路的电阻增大
将 1 号电源的200k 电阻换成510k，测得振铃接管电路电容上的电压波形如下，可见电容上的电压提高不少，振铃电压也提高约6v，振铃前后的电压差也减小约4v，可见振铃接管电路的效果减小，损耗也减小
将2 号电源的150k 电阻换成510k，振铃接管电路电容上的电压波形如下。换电阻前，振铃脉冲最高电压约112v，但捕捉到的112v 脉冲极少，捕捉到的高值以111v 为主，换电阻后，振铃脉冲最高电压仍为112v，捕捉到的112v 脉冲较多，也便是说，把150k 电阻换成510k 后，振铃电压提高大约1v，而振铃前的电压由约68v（最低67v）提高到了约76v，电压差由约15v 低落到约6v。可见，适当增大电阻后，振铃波峰并没有明显上升，但损耗明显低落。第二个振铃波峰明显减小，但仍明显，该当可以将电阻再适当增大。
四、改换1 号电源振铃接管电路的二极管
将 1 号电源振铃接管电路的快规复二极管RS1M 换成普通整流二极管1N4007（参数同M7），振铃峰值约140v，比原电路低落近2v，振铃前后的电压差约5v，比原来减少一半，也便是损耗低落约一半。在均匀电压约99v 下，510k电阻可以将1000pF 电容放电99v/510k15 μ s/1000pF=2.9v， 花费功率为99v99v/510kΩ=0.019w，实测是低落约5.2v，该当是二极管PN 结电容放电的结果，损耗约0.015w。
实际设计中，电阻的选择应使振铃脉冲前后电容的电压只管即便靠近次级事情时开关管的漏极（或集电极）电压，若振铃前的电压较低，则应增大电阻以减小损耗，若电压较高，应减小电阻以降落电压，降落脉冲电压。
五、小结
本次实验可以得到三个结论：
1、振铃接管电路是不能省略电阻的；
2、普通整流二极管用于振铃接管电路效果比快规复二极管好；
3、适当增大振铃接管电路的电阻可以在不明显影响振铃接管的条件下减小损耗。
↑↑↑上图红框部分：
两个Y电容，为高频滋扰供应泄放回路
前段韶光有个新闻：一女子手机在充电，自动定了个万元套房。
后来查证为充电器劣质，变压器初次级没有Y电容，高频噪声影响了电容屏的检测，导致连续误操作。
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下面讲讲这个电路事情事理：
(1) 事情模式：DCM模式，以实现THD<8%；
MOS管的关断韶光Toff受反馈环路（即COMP脚电压）掌握，Vcomp越高，Ton越大，二者是正比关系，一旦Toff确定，它将不随互换输入电压相位角变革；
在外部MOS 管的导通韶光内，原边电流会从0mA线性增加到峰值，该电流利过感应电阻由CS 脚检测。当原边电流达到阀值极限，MT7932 会立即关闭MOS 管。当副边电流耗尽时，会再次开启MOS 管。峰值电流的阀值会跟踪整流后的母线电压的正弦波形。因此，电感电流的包络也是正弦波形，因而可实现高功率因数。
（2）恒流事理： 芯片CS脚检测变压器低级线圈的峰值电流，DSEN脚检测变压器（次级线圈）的退磁韶光，通过内部运算电路，实时地检测出输出电流，然后经由COMP脚电容进行均匀运算，将这一旗子暗记与芯片内部的参考电压（Vfb=0.40V）比较，并由此确定Toff。因此，全体电源事情在负反馈系统中，芯片能够准确掌握输出电流的大小。
(3) 同等性：输出电流只与芯片内部基准Vfb (400mV)、采样电阻Rs干系，无论输入电压、输出电压、变压器的Lp发生任何变革，芯片都可以调度MOS管导通韶光Ton，担保输出电流不变，批量生产同等性好；
(4) 开关频率：芯片的Ton由反馈环路决定，Toff由变压器次级线圈的退磁韶光决定，
因此事情频率并不固定。总体来讲，频率范围是（40Khz -- 150Khz）。
（5）过压保护：DSEN 脚电压高于3.2V 且发生三次，则被剖断为输出开路。芯片将关闭 PWM 开关旗子暗记，VDD 电压逐渐降至UVLO 阈值，并进入重启模式。
（6）短路保护：如果DSEN 脚电压在关断韶光内低于400mV，并持续5~10 毫秒，则开启短路保护功能。PWM 驱动旗子暗记将停滞。当VDD 电压逐渐降至低于UVLO 阈值时，系统将进入重启模式。 上述重启过程将一贯重复，直到短路肃清。
（7）过流保护：一旦CS 脚电压超过2.0V，MT7932 将立即关断功率MOS 管。这种逐周期过流检测的办法保护了干系的元件免于破坏，如功率MOS 管，变压器等等。
变压器的打算：
输入电压、电流均为正玄波，以是变压器须要积分半个工频周期能量来打算，公式较为繁芜，在这里就不详细说了，我这里有设计工具，有兴趣的朋友可以跟我要。
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↑↑↑PCB图，元器件不多，用的单面板。
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线性调度率、效率、PF、THD：
负载调度率：
EMI测试：
短路测试
110Vac/230Vac 输入，输出接36V LED，不才列情形下：
先短路输出端，再给电源板通电；
先给电源板通电，再短路输出端；
测试结果：电源板没有元器件破坏，此时输入均匀功率小于0.5W；
取消短路状态，电源板可以规复正常事情。
开路测试
110Vac/230Vac 输入，输出接36V LED，以下两种情形下：
先让电源板正常事情，然后断开输出负载；
先让负载开路，再给电源板通电；
测试结果：电源板没有元器件破坏，此时输入均匀功率小于0.5W，输出电压小于49V；
取消开路状态，电源板可以规复正常事情
板子实物图：
阁下的小板做什么的？这是一个大略单纯去纹波电路，由于韶光关系，没有整合到一块线路板上。
只调试环路来实现纹波低于3%，在这种单级PFC线路上是绝对不可能实现的（有不服的请拿出实物及测试报告来回嘴），
在馒头波靠近谷底时，母线电压很低，要想在此时坚持波峰相同的能量输出，那此时输入电流一定增加而导致畸变，
电流畸变会导致PF降落，随之THD就不能担保小于8%。
单级PFC纹波要低于20%的话，还是比较好调的。
输出纹波测试，实际纹波约为2.8%
PCB和事理图文件不能上传可私聊发邮箱或打开下面链接获取：
https://www.dianyuan.com/bbs/2442462.html
