DSP中的数字下变频（DDC）的根本常识_暗记_混频器

数字下变频是一种数字旗子暗记处理技能，广泛用于各种数字无线电吸收机中。
本文将回顾数字下变频器（DDC）的根本知识。
我们将首先看看利用DDC而不是用其相对的仿照处理办法的上风。
然后，我们将谈论一个示例，并磋商DDC的基本操作。

为了理解利用DDC的上风，我们首先回顾一下传统的双下变频吸收机，并研究其缺陷。
基本的双下变频转换吸收机如图1所示。
您可以看到，在模数转换器（ADC）将仿照旗子暗记数字化之前，有几个仿照处理的功能模块。

图1、基本的双下变频吸收机的示意图

下一节回顾了上述吸收机中利用的每个仿照模块的基本功能。
如果您熟习RF工程的根本知识，则可以直接开始下一节的内容以刷新您的知识；否则，您可能要先阅读AAC的RF教科书中的某些章节。

在图1所示的吸收机中，第一带通滤波器BPF1对第一混频器实行镜像抑制，该混频器在图中标为“ RF混频器”。
它还部分抑制了天线吸收到的滋扰。
这有助于放宽对低噪声放大器（LNA）的线性哀求。

带通滤波器的输出旗子暗记被LNA所放大。
与期望的旗子暗记比较，这种放大使得由后续级贡献的噪声的影响相对较小。
这样，吸收机对LNA后面的各级模块的噪声变得不那么敏感。

然后，将节点B处的放大旗子暗记由RF混频器下变频为中频，fIF；现在，有用旗子暗记已被下变频至较低频率，我们可以更轻松地构建一个相对较高Q值的滤波器BPF2，并部分实行信道选择的功能。
请把稳，由于吸收机的双重下变频构造，第一混频器的中频频率fIF可以相对较高，因此这就放宽了对BPF1的哀求。

接下来，旗子暗记经由振荡器2驱动的正交混频器（见图1）。
振荡器2的频率即是fIF，以便将所需频带的中央频率转换为DC。
这意味着我们不须要中频混频器中的镜像抑制滤波器。

接下来，我们通过基带低通滤波器（LPFs）进行信道选择，末了，ADC将数字化所需的有用旗子暗记，并且结果将由数字旗子暗记处理器（DSP）进一步处理。
DSP引擎将实行诸如均衡，解调和信道解码之类的操作。

我们可以考虑图1所示的双下变频吸收机的三个紧张局限性：

1、两个基带路径必须高度匹配。
蓝色路径中的IF混频器，LPF和ADC必须与绿色路径中的相应组件匹配。

2、仿照滤波器引起相位失落真。

3、ADC注入的直流项很难从所需信息中删除。
请把稳，图1的IF混频器将所需信道的中央频率转换为DC，ADC可以在个中注入偏差项。
ADC偏移可以由其构建模块（如放大器和比较器）的偏移所产生的。
纵然将零旗子暗记施加到ADC，偏移项也会导致非零数字编码。
在以非常低的频率传送信息的系统中，这可能非常主要。

我们可以纠正吸收机DSP部分中的这些毛病。
但是，更好的办理方案是将A / D转换器放在吸收器链中的正交混频器之前。
如图2所示。

图2、ADC位于正交混频器之前

如上图所示，现在A / D转换是在IF而不是基带上进行的。
这意味着ADC必须以更高的采样率运行。
如图所示，ADC之后的块均在数字域中运行。
例如，图2中的振荡器2的输呈现实上是对应于正弦和余弦旗子暗记的数字值。
为了实现振荡器2，我们常日利用直接数字频率合成器（DDS，direct digital synthesizer ）。
利用两个数字乘法器实行第二次下变频，并且LPF是数字滤波器。

如上所述，采取图2的构造，ADC必须以更高的采样率事情。
这可能被认为是这种架构中不好的地方，但是DDC方法也供应了很多好处：

1、现在，中频混频器和低通滤波器是数字电路。
因此，肃清了由仿照组件之间的失落配引起的与失落衡有关的失落真。

2、与仿照领域不同，我们可以很轻松地设计线性相位数字滤波器。

3、在旗子暗记通过IF混频器之前，由ADC注入的DC项可以很随意马虎地由数字滤波器肃清。

把稳，只管图2在吸收器的DSP引擎之外具有正交混频器和LPF，但我们当然可以在系统的DSP平台中实现这些模块。
同样，在基带LPF之后，我们可以显著降落采样率而不会丢失所需的信息。
因此，我们可以在图2的虚线框中重新绘制电路，如图3所示，这种模块被称为是数字下变频器或DDC。

图3、数字下变频器或DDC架构

经由模数转换后，所需旗子暗记的频谱如图4所示。

图4、经由模数转换后，所需旗子暗记的频谱

所需旗子暗记的中央频率为110 MHz，带宽为4 MHz（该图同时显示了正负频率）。
此外，我们假设ADC产生的采样率为440 MSPS（每秒兆采样）。
DDC将如何处理此输入？

DDC利用的DDS将天生110 MHz正弦和余弦旗子暗记。
这些正弦和余弦函数中的每一个都会导致在±110 兆赫天生脉冲；由于时域中的乘法对应于频域中的卷积，因此我们将得到图5中的节点A图3中节点B的频谱。

图5、经由DDS后的频谱

如您所见，频移为±110 MHz已将图4的蓝色频谱被转移到了+220 MHz和DC。
同样，绿色频谱同时被转移到DC和-220 MHz处。
我们能够对节点A和B利用一个图，由于这两个节点具有相同的幅度特性，图5仅传达了幅度谱，节点A的相位谱将不同于节点B的相位谱。

在图5中，请把稳，下变频后，旗子暗记边带在DC周围重叠。
考虑到这种重叠，我们是否可以仅利用以DC为中央的那部分频谱来规复所需的信息？我们可以;我们利用的是正交混频，它产生两个相同的幅度谱，但也产生两个不相同的相位谱，重叠区域的相位谱使我们能够恢复原始信息。
由于这种重叠不是问题，因此2 MHz以上的频率分量不会供应任何必要的信息，因此我们可以在数字混频器之后放置一个LPF，以仅保持2 MHz以下的频率分量。
这种低通滤波（在图3中描述为单级滤波器）常日实现为两级滤波器，如图6所示。

图6、两级LPF

第一级LPF1可以设计为肃清以220 MHz为中央的高频分量。
为此，我们须要一个LPF，其通带扩展至大约2 MHz，阻带始于大约218 MHz。
有时将这种滤波操作称为对DDS创建的镜像旗子暗记进行滤波。

第二级LPF2肃清了2 MHz至218 MHz之间的任何不必要的频率分量。
在LPF2之后，该旗子暗记不包含超出预期信息带宽（即2 MHz）的频率分量，但是我们仍利用440 MSPS表示该旗子暗记。
因此，我们可以运用下采样观点来降落采样速率。

一种更有效的实现方法是将LPF2分成多个级联的LPF滤波器，并在每个这些级之后实行部分整体下采样。

在本文中，我们研究了利用DDC的好处。
我们看到了DDC可以改进基本的两次下变频吸收机的性能：它可以肃清由仿照IF混频器产生的不平衡干系失落真，并且可以避免仿照滤波器的相位失落真。
DDC之后，采样率将大大降落，我们可以更有效地实现DSP例程，以进一步处理数据。