然而，实际上，无偏 CMOS 晶体管（就像 CMOS 开关中利用的晶体管一样）在大 RF 输入功率下不会呈线性行为，因此限定了混频器的线性度并降落了整体性能。 正如教材中关于 MOSFET 事情中所谈论的一样，MOSFET 在线性区域表现出线性行为，在此区域内它充当（栅极）电压掌握电阻器。 利用这种行为来设计开关，并且如前所述，开关构成了无源混频器的基本元件。 与有源混频器比较，无源混频用具有更高的线性度、更低的IM产物、更高的功率压缩、更宽的动态范围以及无直流功耗等优点。
然而，无源混频用具有转换损耗（而不是增益）、更高的噪声系数，并且须要更大的 LO 驱动。 实际上，在大多数系统中，有源混频器常日比无源混频器更受欢迎，这紧张是由于它们的转换增益和较低的噪声系数。 然而，在混频器之前的 LNA 须要供应大量增益的系统中，混频器须要非常高的线性度，这使得无源混频器成为有吸引力的候选者。
图 1显示了一个无源 CMOS 双平衡混频器，该混频器采取四个连接成环的 MOSFET（非常类似于双平衡二极管混频器）和三个巴伦（RF、LO 和 IF）[3]。 LO 源在晶体管对 M1/M3 和 M3/M4 之间的连接点处以等幅但 180° 异相驱动四路 MOSFET 混频器核心，而 RF 旗子暗记以 180° 馈入 M1/M4 和 M2/M3 异相。 如图 13.14 所示，LO 巴伦的两个输出端口连接了一对相同的 MOSFET（M1/M4 对和 M3/M2 对）。 因此，从巴伦的事情事理来看，每对（A、B、C 和 D）中的公共连接代表 LO 旗子暗记的虚拟地。 类似地，由于相同的晶体管M1和M2（或M4和M3）连接到RF巴伦的输出端口A和C，因此它们的公共连接点B（或D）是RF旗子暗记的虚拟地。
图1， 采取四 MOSFET 环的无源 CMOS 双平衡混频器；
此外，我们还可以看到，RF巴伦的输出端口A和C是IF旗子暗记的虚拟地，每个晶体管的栅极是RF和IF旗子暗记的虚拟地。 须要把稳的是，由于M1/M4和M3/M2在其栅极处没有互连，以是晶体管的栅极不是LO旗子暗记的虚拟地。 由于这些虚拟接地，双平衡 FET 环形混频器的 RF、LO 和 IF 端话柄质上是隔离的。
LO驱动用于打开M1、M2、M3和M4所代表的开关以使混频器事情，因此须要相称高的LO驱动旗子暗记功率。 LO 旗子暗记在每个正半周期期间开启晶体管对（例如 M1/M3）并关闭另一对（例如 M2/M4）。 另一方面，在每个 LO 的负半周期期间，在 LO 的正半周期期间关闭和开启的晶体管对分别开启和关闭。 当晶体管对导通时，RF 巴伦的输出端口通过这些导通晶体管连接到 IF 巴伦的输入。 对混频器操作的检讨表明，到达与 M1/M3 打开、M2/M4 关闭和 M1/M3 关闭、M2/M4 打开相对应的 IF 巴伦输入的 RF 旗子暗记具有 180° 异相或具有相反的极性。 当 RF 和 LO 旗子暗记施加到 MOSFET 环上时，根据 LO 旗子暗记调制，开关发生在 LO 频率，从而实行从 RF 到 IF 旗子暗记的旗子暗记转换，类似于基于有源描述的开关函数的混频观点。
镜频抑制稠浊器如前所述，相对付 LO 旗子暗记与所需 RF 旗子暗记对称相对的 RF 镜像旗子暗记（例如，镜像频率为 fIM = fLO − fIF，且 fRF > fLO）也与所需 RF 旗子暗记通过与 LO 旗子暗记稠浊来天生 IF 旗子暗记一起被转换。 该 RF 镜像旗子暗记及其转换后的 IF 旗子暗记可以是真实旗子暗记或噪声旗子暗记，这会降落混频器的性能，从而降落系统在旗子暗记检测和噪声方面的性能。 作为噪声衰减的一个例子，在镜像频率下混频器之前的 LNA 的噪声贡献将使由 RF 频率下的 LNA 噪声引起的混频器 (SSB) 噪声系数增加 3 dB，这是由于额外的射频镜像噪声的转换造成的。 因此，须要尽可能地抑制镜像旗子暗记，而镜像抑制混频器是用于此目的的范例组件，此时可能无需采取镜像抑制滤波器，而镜像抑制滤波器在实践中很难实现，有时乃至不可能实现。
图2，镜像抑制混频器的事理框图；
图 2显示了镜像抑制混频器的框图，该混频器由两个相同的混频器（可以是任何类型，例如单平衡混频器）、一个 RF 90° 混频器、一个 LO 同相功率分配器和一个 90°的IF 组成的稠浊体。 为了便于谈论，我们假设 fRF > fLO。 值得把稳的是，混频器中旗子暗记变换所涉及的旗子暗记的相位角在理论上被保留。 为了利用采取混频器的系统进行的丈量或功能，这种旗子暗记保留至关主要，例如，从下变频的 IF 旗子暗记中重修传入的 RF 旗子暗记。 因此，fIF = fRF − fLO 处所需 IF 旗子暗记的相位即是 RF 旗子暗记 (φRF) 与 LO 旗子暗记 (φLO) 相位之间的差 φRF − φLO。
首先，让我们考虑所需的 RF 旗子暗记馈送混频器 1 和 2，其幅度相等且异相 90°。 由于到达这些混频器的 RF 旗子暗记存在 90° 相位差，混频器 1 产生的所需 IF 旗子暗记相对付混频器 2 产生的旗子暗记有 90° 的相位延迟。 然后，由于 IF 稠浊器的 90°相位延迟，这些所需的 IF 旗子暗记分别在 IF 稠浊器的 IF 和 IF' 输出端口处组合并抵消。 因此，所需的 IF 旗子暗记仅涌如今 IF 端口。 现在我们考虑在 fIF = fLO − fIM 处产生不须要的 IF 旗子暗记的不须要的 RF 镜像旗子暗记（真实旗子暗记或噪声）。 混频器 2 产生的不须要的 IF 旗子暗记相对付混频器 1 产生的旗子暗记延迟 90°。
然后，由于 IF 稠浊，这些不须要的旗子暗记分别在端口 IF' 和 IF 处相加和抵消。 因此，不须要的 IF 旗子暗记仅涌如今端口 IF' 处。 匹配电阻用于终止端口 IF'，以接管不须要的 IF 旗子暗记。 所需的旗子暗记和不须要的旗子暗记的相加和肃清受达到到组成混频器的RF旗子暗记的差异、驱动混频器的LO旗子暗记的差异以及混频器产生的IF旗子暗记的差异的影响。 因此，不仅须要仔细考虑射频和中频混频电路以及本振分频器的相位和幅度，而且还须要考虑两个组成混频器之间的匹配以及包括互连在内的所有组件的对称性，仔细地PCB布局以产生事情良好的镜像抑制稠浊器。
正交混频器正交混频器也称为正交检波器或正交解调器，可将 RF 输入旗子暗记转换为两个彼此正交的 IF 旗子暗记。 这些 IF 旗子暗记称为同相 (I) 和正交 (Q) 旗子暗记。 正交混频器特殊用于基于两个正交下变频IF分量丈量吸收的RF旗子暗记相对付发射的RF旗子暗记的幅度和相位。
分布式稠浊器分布式混频器基于类似于分布式放大器的传输线观点。与分布式放大器类似，分布式混频器可以在极宽的频率范围内事情并具有高线性度，但它们存在电路尺寸大、转换增益低、 和高功耗。 分布式电路设计、剖析和设计方程的观点已经通过分布式放大器进行了谈论； 这些设计也可以运用于分布式稠浊器的设计中。 详细来说，该观点利用电感器或实际传输线与 MOSFET 混频器单元产生的寄生电容器相结合，形成输入（RF 和 LO）和输出（IF）旗子暗记的合成传输线。 这种设计观点与适当的混频器单元拓扑（例如 Gilbert 双平衡混频器核心）一起可以用于设计分布式混频器。
图3，Gilbert MOSFET双平衡混频器；
混频器单元可能由单个或多个晶体管组成，形成单端、单平衡或双平衡混频器核心 - 例如，上图 中所示的 Gilbert 混频器核心（没有 RF、LO 和 IF 巴伦） – 正是这个混频器单元紧张为终极的混频器设置特定的性能，从而将分布式混频器与其他混频器区分开来。 精心设计的混频器单元可以实现良好的性能，例如高转换增益、低噪声系数、高线性度和低功耗。 因此，混频器单元的配置及其设计是分布式混频器设计中最关键的任务，应考虑增益、噪声系数、线性度和功耗。
图4，单平衡混频器，具有直接 (a) 和通过另一个 MOSFET (b) 向 MOSFET 馈送 RF 旗子暗记的功能。
图 5 显示了 MOSFET 分布式混频器的事理图，该混频器采取上面的图 4(b) 中所示的多个单平衡混频器单元（即，没有 LO 和 IF 巴伦）以及电感器，以在 RF、LO 和 IF 处形成合成传输线 端口。 匹配的终端电阻器用于合成传输线的一端，以接管可能的输入旗子暗记。 这些合成传输线的设计基本上遵照与分布式放大器相同的技能。 从图 5 中可以看出，事实上，从分布式混频器所基于的图4(b) 中的单平衡混频器核心中可以看出，虽然 RF 端口是单真个，但 LO 和 IF 端口都是差分的。
图5，MOSFET 分布式混频器示意图；
根据设计约束，差分端口设计可能是有利的也可能是不利的。 如果 LO 和/或 IF 旗子暗记须要差分端口，那么拥有这种固有的差分端口是最方便的 - 例如，差分 LO 旗子暗记只能通过差分输出振荡器得到，和/或须要 IF 旗子暗记作为差分输入 到下面的 IF 放大器。 另一方面，如果LO和/或IF旗子暗记须要单端端口，则须要一个或两个巴伦将差分转换为单端端口，从而增加电路繁芜性、设计、尺寸，并且可能 降落电路性能和带宽。 图5中的混频器电路虽然可以产生极宽的带宽，但具有低转换增益、高功耗（由于许多晶体管）和大尺寸（由于许多片上电感）。 这些是分布式混频器设计面临的基本问题，事实上，也是所有基于分布式电路观点（如分布式放大器）的 RFIC 设计面临的基本问题。 他们特殊关注商用无线 CMOS 器件。 这些问题可以通过采取适当的混频器内核架构来缓解，如下所述。
图 6 显示了其余一种分布式混频器的示意图，该混频用具有低功耗和高转换增益，其事理与有关“低功耗和高增益 CMOS 分布式放大器设计”材料中描述的实现高增益和低功耗的分布式放大器相同。 这种分布式混频器虽然仍像常日的分布式电路一样在 RF、LO 和 IF 端口实现合成传输线以实现宽带性能，但仅具有单端 RF、LO 和 IF 端口，并且特殊采取了一个混频器内核，从而产生 高增益低功耗。
图6，采取结合共源共栅和级联晶体管的混频器内核电路的分布式混频器示意图
值得把稳的是，与图5所示的传统分布式混频器须要5条合成传输线比较，这种混频器仅须要3条合成传输线，因此显著降落了电路繁芜度和尺寸。 改进的混频器内核电路如图 7(a) 所示，基本上集成了图 7(b) 中所示的共源共栅混频器单元以及图 7(c) 中所示的级联共源增益单元。
图7，改进的混频器内核电路 (a) 集成了共源共栅混频器单元 (b) 和级联增益单元 (c)。
请把稳，图 7(b) 中的共源共栅混频器单元实质上是下面的图 8(c) 中描述的单端混频器单元，个中 RF 和 LO 输入是运用于不同栅极的单端旗子暗记。 具有小转换增益的传统共源共栅混频器单元与级联增益单元的组合产生了改进的混频器单元，其可以以高增益（通过级联单元）实行旗子暗记转换（通过共源共栅单元）。
图8，利用单栅极 (a)、和双栅极（b）以及 (c) MOSFET 的单端混频器。 为大略起见，省略了匹配电路
在操作中，混频器核心的级联增益单元（图 7(a)）用于增益增强。 增益单元的共源极晶体管(M1)紧张用于低噪声放大，供应增益并减少后级的噪声影响。 增益单元的上部晶体管 (M2)（也是共源共栅混频器单元中的下部晶体管）也贡献一些增益。 共源共栅混频器单元的上部晶体管 (M3) 用作开关，通过以 LO 旗子暗记的频率打开和关闭电流来实行频率转换，就像第 13.4 节中所述的其他混频器一样。 因此，RF输入旗子暗记被晶体管M1和M2放大，并且放大的RF旗子暗记在晶体管M3处与LO旗子暗记稠浊以产生IF旗子暗记。
与图5所示的传统分布式混频器比较，由于RF输入处存在级联增益单元，图6改进的分布式混频器可以供应更高的增益和更低的噪声系数。 此外，由于只须要旗子暗记端 RF 和 LO 输入，因此只须要三个合成传输线，而不是图 5 中描述的传统分布式混频器中的五个。 合成传输线的数量越少，电感器的数量就越少，因此芯片面积也就越小。 然而，这种稠浊器也有几个缺陷。 由于输入端仅利用单端 RF 和 LO 旗子暗记，因此它们将不可避免地涌如今 IF 输出端。 回忆一下，对付双平衡混频器，RF 和 LO 泄露旗子暗记作为共模旗子暗记涌如今 IF 端口，因此可以通过差分 IF 配置来肃清。 然而，只管从 RF 和 LO 到 IF 端口的泄露可能很大，但它们可以通过 LPF （低通滤波器）来轻松肃清，由于 RF 或 LO 旗子暗记的频率常日比 IF 旗子暗记高得多。
改进的分布式混频器的转换增益可以近似与“低功耗高增益CMOS分布式放大器的设计”部分中实现级联增益单元的分布式放大器的增益相同，假设上部晶体管（ 共源共栅混频器单元的 M7、M8、M9) 充当完美的开关。 然而，实际上，这些共源共栅晶体管的功能并不像完美的开关，因此降落了转换增益。 对付其他混频器，我们可以将 IF 输出电压近似为 RF 和 LO 旗子暗记的乘积：
个中 VRF 和 VLO 分别是 RF 和 LO 电压幅度，wRF 和 wLO 分别是 RF 和 LO 频率，A 是从 RF 端口到 IF 端口的增益，常日与混频器的跨导和负载电阻成正比。 值得把稳的是，与其他混频器一样，分布式混频器的转换增益也受到 LO 旗子暗记电压摆幅的影响。
图9，改进的分布式稠浊器的布局；
改进的分布式混频器的射频带宽与“低功耗高增益CMOS分布式放大器的设计”的干系材料中谈论的分布式放大器的射频带宽大致相同，由于决定带宽的紧张成分是R， 级联增益单元中的 L 和 C（即 M1 和 M4、M2 和 M5、M3 和 M6 之间）而不是合成传输线的截止频率。
图10，改进的分布式混频器的变频增益
图 9显示了利用 0.18μm CMOS 工艺设计的改进分布式混频器的布局。 所有电感器均利用 EM 仿照器 IE3D 进行设计和仿真。 利用Agilent ADS程序进行电路仿真。 所有仿真仿照均在 5 dBm 的 LO 功率和 170 mA 的电流花费下进行。 图10 显示了仿照转换增益与 RF 输入频率的函数关系。 IF 频率为 500 MHz，LO 频率保持比 RF 频率低 500 MHz。 在 2 至 17 GHz 范围内可以不雅观察到相对平坦的增益，约为 12-14 dB。
图11，改进的分布式混频器的回波损耗
图12，改进的分布式稠浊器的噪声系数
图 11 显示了 RF、LO 和 IF 端口的匹配性能。 可以看出，与其他分布式电路一样，可以轻松得到宽带匹配。 结果表明，LO 和 RF 端口的回波损耗在 1–16 GHz 范围内均小于 -9 dB。 IF 端口在 1 GHz 以下的回波损耗小于 -10 dB。 由于 IF 端口仅处理低频，因此可以捐躯其在高频下的匹配来得到增益。 改进的分布式混频器的打算噪声系数如图12所示。 在 3 至 20 GHz 范围内可实现约 5-6 dB 的噪声系数。
