您有没有检讨过网络上有多少条关于“ADC缓冲器设计”的内容？答案是超过400万条，在如此多的参考文献中很难找到我们须要的内容。对付大多数仿照和稠浊旗子暗记数据采集系统设计工程师来说，这可能不是很意外，由于设计无缓冲模数转换器(ADC)的外部前端须要有耐心和大量建议。它常常被视为一种艺术形式，是经由多年摸索节制其窍门的古怪大师的保留地。对付没有履历的人来说，这是一个令人沮丧的反复考试测验过程。大多数时候，由于相互关联的规格哀求很多，迫使设计职员不得不进行很多权衡（和评估）才能达到最佳效果。
寻衅
放大器级的设计由两个彼此干系的不同级组成，因此问题变得难以在数学上建模，特殊是由于有非线性成分与这两级干系。第一步是选择用来缓冲传感器输出并驱动ADC输入的放大器。第二步是设计一个低通滤波器以降落输入带宽，从而最大限度地减少带外噪声。
空想的放大器是供应刚刚好的带宽以精确缓冲传感器或变送器产生的旗子暗记，而不会增加额外噪声，并且功耗为零，但实际放大器与此相距甚远。在大多数情形下，放大器规格将决定整体系统性能，尤其是在噪声、失落真和功耗方面。为了更好地弄清楚问题，第一步是理解离散韶光ADC的事情事理。
离散韶光ADC得到连续韶光仿照旗子暗记的样本，然后将其转换为数字码。当旗子暗记被采样时，根据仿照转换器的类型，同一固有问题有两种不同的情形。
SAR ADC集成一个采样保持器，其基本上由一个开关和一个电容组成，浸染是保持仿照旗子暗记直到转换完成，如图1所示。
图1.采样保持电路图
离散韶光Σ-Δ ADC或过采样转换器实现了类似的输入级，即具有一定内部电容的输入开关。Σ-Δ ADC的采样机制略有不同，但采样输入架构类似，利用开关和电容来保持仿照输入旗子暗记的副本。
在这两种情形下，开关都是用CMOS工艺实现，闭合时电阻为非零值，常日为几欧姆。此串联电阻与采样电容（pF级）的组合，意味着ADC输入带宽常常非常大，在许多情形下要远大于ADC采样频率。
带宽问题
对转换器来说，输入旗子暗记带宽是一个问题。在采样理论中，我们知道高于奈奎斯特频率（ADC采样频率的一半）的频率旗子暗记应被移除，否则这些频率旗子暗记将在目标频带中产生镜像或混叠。常日，噪声频谱中有相称一部分功率存在于ADC奈奎斯特频率以上的频带中。如果不处理这种噪声，它将混叠到奈奎斯特频率以下，增加本底噪声（如图2所示），使系统的动态范围明显降落。
图2.奈奎斯特折叠镜像
ADC输入旗子暗记带宽，以及缓冲器输出带宽，是第一个要办理的问题。为确保噪声不会向下混叠，必须限定ADC输入旗子暗记的带宽。这不是一个小问题。
常日，放大器的选择是基于大旗子暗记带宽（即压摆率）和增益带宽积的规格，以便应对输入旗子暗记的极度情形，这决定了ADC可以跟踪的最快变革的旗子暗记。
然而，放大器的有效噪声带宽即是小旗子暗记带宽（常日针对小于10 mV p-p的旗子暗记而考虑），这常常频年夜旗子暗记带宽赶过至少四到五倍。
换句话说，如果大旗子暗记规格是针对500 kHz而选择，那么小旗子暗记带宽很随意马虎就能达到2 MHz或3 MHz，这可能会导致ADC采集到大量噪声。因此，在将仿照旗子暗记输入ADC之前，应在外部限定小旗子暗记带宽，否则测得的噪声将是ADC数据手册规格的三到四倍。
图3.同相放大器配置
表1.放大器折合到输出真个噪声，RTO
噪声源
折合到输出真个噪声
RSENSOR
RG
RFB
放大器电流噪声
记住，放大器产生的热噪声取决于放大器增益和总系统带宽。电路示例如图3所示，噪声源总结在表1中，个中：
T为温度（单位为K），k为玻尔兹曼常数(1.38 × 10−23 J/K)，电阻值单位为Ω，BW指小旗子暗记带宽。
以上公式表明，在ADC输入引脚之前增加一个具有足够衰减性能的低通滤波器以使采样噪声最小是很主要的，由于噪声与带宽的平方根成比例。常日，采取分立电阻和电容实现截止频率足够低的一阶低通滤波器可肃清大部分宽带噪声。一阶低通滤波器还有一个额外的好处，即降落目标频带之外的任何其他较大旗子暗记的幅度，防止其被ADC采样而可能产生混叠。
但是，这还没完。ADC内部开关电阻和电容定义了仿照输入带宽，但由于输入旗子暗记的变革，会产生时域充放电循环。每次开关（连接到采样ADC电容的外部电路）闭合时，内部电容电压可能与先前储存在采样电容上的电压不同。
作甚反冲问题？
下面是一个经典的仿照问题：“若有两个并联电容连接到一个开关，开关断开时，一个电容储存了一些能量，那么当开关闭合时，两个电容会发生什么？”
答案取决于充电电容储存的能量和电容之间的比率。例如，如果两个电容具有相同的值，则能量将在它们之间均分，电容端子间测得的电压将减半，如图4所示。
图4.充电（左）和未充电（右）的电容
这便是反冲问题。
一些ADC会实行内部校准以补偿内部偏差，这称为自稳零校准。这些程序会使采样电容电压靠近供电轨或另一电压，例如基准电压的一半。
这意味着放大器缓冲的外部旗子暗记和采样电容（其必须保存仿照值以便获取新样本）常常不是处于相同的电位（电压）。因此，采样电容必须充电或放电，以使其与缓冲器输出具有相同的电位。此过程所需的能量将来自外部电容（低通RC滤波器中的电容）和外部缓冲器。这种电荷再分配和电压的建立将须要一定的韶光，在此期间电路中各点处的电压将受到滋扰，如图1所示。再分配的电荷量可能很大，相称于电流流入或流出放大器并流入电容。
结果是放大器应该能够在非常有限的韶光内对低通滤波器的外部电容和ADC的采样电容进行充电/放电，低通滤波电阻则会用作限流器。
更详细地说，放大器应该能够在给定偏差范围内从采样电容和外部源对电容充电/放电。外部低通滤波器的截止频率该当比目标频带略高一点，由滤波器的韶光常数、ADC的位数以及样本之间的最差情形转换（即我们应该能够准确丈量的最差输入阶跃）来定义。
如何办理反冲问题？
办理该问题的较大略方法是选择具有足够压摆率、带宽增益积、开环增益和CMRR的放大器，并将您在市场上能够找到的最大电容放在输出端，而电阻足够小，以知足低通滤波器带宽哀求。
由于电容非常大，反冲问题将可以忽略不计，带宽受低通滤波器限定，以是问题得以办理，对吗？
很遗憾，上面的办理方案不会见效，但如果您很好奇，想考试测验上述办理方案，那么您会创造两点：电容将像炼乳容器那么大，放大器不喜好输出端有虚部阻抗。
放大器的性能取决于放大器看到的虚部阻抗。在这种情形下，低通滤波器的缺陷是THD和建立韶光性能降落。建立韶光的增加将导致放大器无法对电容充电，使得ADC采样的电压不是精确的终极电压。这将加剧ADC输出的非线性。
为了更好地阐述上面的不雅观点，图5显示了放大器驱动不同阻性负载的性能差异。图6显示了容性负载引起的小旗子暗记过冲，这会影响建立韶光和线性度。
图5.AD4896-2 THD性能与负载的关系
图6.ADA4896-2的小旗子暗记传输相应与负载的关系
为了最大限度地办理这个问题，放大器输出应通过低通滤波器的串联电阻与外部电容隔离。
电阻应足够大，以担保缓冲器不会看到虚部阻抗，但又足够小，以知足所需的输入系统带宽，并使缓冲器流出的电流在电阻上引起的IR压降最小（放大器可能无法足够快地使这种电压降稳定下来）。同时，电阻应支持外部电容减小到足够小的值，以最小化反冲而不影响建立韶光。
幸运的是，有一些工具可以让我们预测ADC、放大器和滤波器的组合性能，比如说精密ADC驱动器工具。
此工具可以对反冲、噪声和失落真性能进行仿真，如图7所示。
图7.精密ADC驱动器工具的各种仿真
低通滤波器的履历法则
常日，一阶低通滤波器涌如今许多建议中，但为什么没有人利用更高阶滤波器？除非运用明确哀求肃清输入旗子暗记中较大的带外滋扰或谐波，否则增加滤波器阶数将给系统带来额外的繁芜性。一样平常来说，折衷方案是让小旗子暗记带宽略高于需求，这会影响噪声，但好处是能够轻松驱动ADC输入级，并能降落功耗和本钱。
减轻包袱
我们之条件到，放大器不喜好虚部阻抗和/或供应大电流，但这不可避免，由于虚部阻抗是电容带来的，而电容能办理反冲问题。改进这种情形的唯一办法是减少反冲。这种办理方案已被最新的ADI转换器采取，例如AD7768和AD4000。
由于转换器架构不同，每种器件采取的办理方案也不同。AD4000 SAR ADC可在低于仿照输入范围的电源下事情。采取的办理方案称为高阻模式，仅适用于100 kHz以下的采样频率。
在AD7768中，电源即是或高于仿照输入范围。AD7768采取的办理方案称为预充电缓冲器，与高阻模式相反，其事情频率最高可达ADC最大采样频率。
两种办理方案均基于相同的事情事理，驱动ADC的紧张困难是电容电荷再分配。换句话说，当内部开关重新连接采样电容时，输入缓冲器和低通滤波器看到的电压降越低，电压反冲就越小，ADC输入电流相应减小。因此，驱动ADC就越随意马虎，建立韶光也越短。滤波器电阻上的压降降落，故交流性能得到提升。
图8显示了预充电缓冲器和高阻模式使能与禁用情形对输入电流的影响。
图8.输入电流
输入电流越高，放大器带宽也应越高（即越快）。因此，输入低通滤波器带宽该当越高，这会影响噪声。
例如，对付以1 MSPS采样的1 kHz输入旗子暗记，利用SINAD来评估性能。在不同的滤波器截止频率下，我们得到如图9所示的结果。
图9.利用和不该用高阻模式两种情形下AD4003 SINAD与输入带宽的关系
上图显示，比较于完备相同的配置但高阻模式关闭，低输入电流（高阻模式开启）降落了滤波器截止频率哀求和滤波器电阻的IR压降，提升了ADC性能。
从图9可以不雅观察到，通过提高输入滤波器截止频率，外部放大器可以更快地对采样电容充电/放电，但代价是噪声会提高。例如，在高阻模式开启时，500 kHz时的采样噪声小于1.3 MHz时的采样噪声。因此，SINAD在500 kHZ输入带宽时更好。此外，低通滤波器所需的电容会减小，有助于提高放大器驱动器的性能。
电路设计上风
ADI公司最新ADC中实现的这些更易于驱动或减轻包袱的特性，对全体旗子暗记链都有一些重大影响。ADC设计职员将一些驱动问题引入ADC芯片本身的关键上风，在于该办理方案可以设计为尽可能高效地知足ADC的旗子暗记哀求，从而办理一些问题，包括输入带宽和放大器稳定性。
减小流入ADC输入真个电流，从而减少反冲，意味着放大器要处理的电压阶跃较低，但仍旧具有与标准开关电容输入相同的完全采样周期。减小给定时间内要建立的阶跃电压，与利用较永劫光来建立较大阶跃意义相同。净效应是放大器现在不须要如此宽的带宽来将输入充分建立到同一终极值。带宽减小常日意味着放大器功耗更低。
看待这种情形还有一种办法：想象一下，常日认为没有足够带宽来使给定ADC输入建立的放大器，现在能够在使能预充电缓冲器的情形下实现充分建立。
ADI运用条记AN-1384先容了一系列放大器在三种功耗模式下与AD7768合营利用时可实现的性能。此文档先容的放大器之一是ADA4500-2，当不该用预充电缓冲器时，它难以在中功率模式下使AD7768的输入建立(THD > -96 dB)。但是，当使能预充电缓冲器时，性能显著提升到优于-110 dB THD。
ADA4500-2是一款10 MHz带宽放大器，在给定模式下使AD7768建立所需的带宽约为12 MHz，我们看到，易驱动特性现在支持利用这种较低带宽放大器。因此，这些特性不仅使得前端缓冲电路的设计更加随意马虎，而且还许可更自由地选择元器件以保持在系统功耗或热限值范围内。
流入ADC仿照输入引脚的电流减小的第二个优点，是现在流过串联电阻（其用作输入RC网络的一部分）的电流减小。
对付传统ADC输入，相对较大的电流意味着只能利用小值电阻，否则会在该电阻上产生很大电压降。这里的大压降可能导致ADC转换结果中涌现增益偏差或线性偏差。
然而，利用较小电阻值也有寻衅。利用较小电阻实现相同的RC带宽意味着要利用更大电容。但是，这种利用易驱动特性时碰着的电流减小情形，意味着可以利用较大值电阻而不会影响性能，并能确保系统稳定。
电路性能上风
考虑上文所述的电路设计上风，很明显，利用这些特性还能得到性能上风或进一步改进性能的机会。
已经提到的上风，即能够利用较低带宽放大器实现更好的性能，也可以用于扩展更优化系统的性能。例如，即便是已充分建立的输入旗子暗记，当终极建立发生时，输入之间仍可能存在一些不匹配。因此，使能预充电缓冲器之类的特性将意味着这种终极建立会小得多，故而能够实现最高水平的THD，而以前这是不可能的。
流过RC网络串联电阻的电流减小也有利于性能。此外，不仅输入电流显著降落，而且它险些不依赖于输入电压。THD也能得到改进，由于输入对上电阻的任何不匹配都会导致ADC输入端看到较小电压差，并且电压降不具有旗子暗记依赖性。
较低的输入电流对失落调和增益精度也有影响。由于绝对电流减小，以及旗子暗记干系的电流变革减少，每个通道或每个电路板上的元件值变革导致失落调和增益偏差发生较大变革的可能性也较小（同理，较低电流导致串联电阻上的电压变小）。利用预充电缓冲器可以实现更好的绝对失落调和增益偏差规格，系统内不同电路板或通道的性能也会更为同等。
在ADC采样速率为适应不同旗子暗记采集需求而变革的系统中，例如在数据采集卡中，较低电流还有另一个好处。在没有预充电缓冲器的情形下，输入无源元件上的电压降随ADC的采样速率而变革，由于在较高采样速率下，ADC输入电容常常会更频繁地充电和放电。这同时适用于仿照输入路径和基准输入路径，ADC将此电压变革视为与采样速率干系的失落调和增益偏差。
但是，当使能预充电缓冲器时，绝对电流以及相应的绝对电压降在开始时会小得多，因此ADC采样速率变革引起的电压变革也会低得多。在终极系统中，这意味着当调度采样率时不大须要重新校准系统失落调和增益偏差，并且失落调和增益偏差对ADC采样速率的变革不那么敏感。
本钱上风
易利用特性的紧张优点之一与总本钱有关。各方面的设计和性能上风导致开拓本钱和运行本钱有可能降落。
► 更大略的设计意味着设计事情量减少，完成第一个原型的韶光更快，
► 原型设计一次成功的机率更大。
► 易驱动特性支持更低的带宽，因而可以利用较低本钱的放大器。
► 失落调和增益上风可以减少工厂校准。
► 性能改进可以减少现场校准或按需校准，从而减少停机韶光和/或提高产量。
利用AD7768-1的实例
表2显示了AN-1384运用条记中的一些丈量数据，此数据有助于设计职员选择得当的放大器来驱动AD7768-1 ADC。 表格中的例子解释，当使能预充电特性时，改进幅度相称明显。详细来说，THD的改进是上面提到的减轻ADC加之于驱动电路的包袱的综合效应的结果。例如，当使能预充电缓冲器时，采取ADA4945-1放大器的配置使THD提高4 dB。类似地，ADA4807-2电路使THD增加18 dB。这些例子表明：高性能的放大器，当与ADI公司的许多最新ADC供应的易驱动特性结合时，可以实现一流的性能水平。
表2.利用不同放大器的AD7768-1性能
放大器
预充电缓冲器
SNR (dB)
THD (dB)
SINAD (dB)
ADA4940-1
禁用
105.4
–114.5
105.0
ADA4940-1
使能
105.2
-120.4
105.1
ADA4807-2
禁用
105.1
-105.7
102.6
ADA4945-1
禁用
105.9
-116.6
105.6
ADA4896-2
禁用
106.7
-118.0
106.5
ADA4807-2
使能
104.9
-123.7
104.8
ADA4945-1
使能
106.0
-120.7
105.8
ADA4896-2
使能
105.5
-130
106.4
结论
由于转换器的反冲和带宽哀求，设计一个驱动无缓冲ADC的电路并非易事，须要适当的方法和折衷考虑。很多时候，所需电路将决定整体系统的THD、SNR和功耗等方面的性能。
ADI公司采取SAR和Σ-Δ技能的最新精密转换器集成了一系列特性，可最大限度地减小转换器输入电流。这将使反冲最小，大大减少并简化外部电路，实现以前无法实现的规格数值。SAR和Σ-Δ技能因而更易于利用，工程韶光得以缩短，系统特性得到改进。
